陳紅兵,張興

(1.襄樊學(xué)院 物理與電子工程系,湖北 襄樊 441053;2.合肥工業(yè)大學(xué) 電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院,安徽 合肥 230009)

1 引言

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展,各種非線性負(fù)載及不平衡負(fù)載的應(yīng)用越來越普遍,常要求逆變器具有帶不平衡負(fù)載或非線性負(fù)載的能力,這時(shí)傳統(tǒng)的三相3橋臂逆變器就顯得無能為力。為了對這幾類負(fù)載供電,常采用的方法是在傳統(tǒng)3橋臂逆變器和負(fù)載之間加一個(gè)△/Y變壓器,從而使得這種電源體積較大,成本也較高;另一種方案是采用分裂電容式三相逆變拓?fù)?三相逆變器等效成為3個(gè)獨(dú)立單相半橋,控制比較簡單[1],但存在直流電壓利用率低、直流側(cè)電容壽命短、需要對分離電容電壓進(jìn)行平衡控制等缺點(diǎn)。4橋臂逆變拓?fù)涫墙鼛啄陙硌芯勘容^廣泛的一種逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),它直接對中性電流進(jìn)行控制,具有控制靈活、無需大直流電容和直流電壓利用率高等優(yōu)點(diǎn)。

4橋臂逆變器能夠很好地解決帶不平衡負(fù)載和非線性負(fù)載的問題,但效果很大程度上依賴于逆變器控制策略。常用控制策略有:內(nèi)環(huán)空間矢量電流調(diào)節(jié)器和外環(huán)同步坐標(biāo)比例積分控制的雙環(huán)控制[2-4];基于對稱分量法形成多環(huán)控制[5];基于極點(diǎn)配置的PID電壓單環(huán)控制策略[6];大多數(shù)控制方法在不同程度上改善了逆變器輸出電壓的對稱性,但沒有徹底地解決4橋臂逆變器帶不平衡負(fù)載或非線性負(fù)載時(shí),逆變器輸出電壓的對稱性問題,在此,本文采用一種新穎的分序算法和基于此算法的控制策略,使逆變器輸出的電壓波形在穩(wěn)態(tài)時(shí)非常對稱,并且THD很小。

2 4橋臂逆變器的數(shù)學(xué)模型

4橋臂拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)見圖1,第1橋臂中點(diǎn)通過電感Lf與負(fù)載中性點(diǎn)相連。根據(jù)基爾霍夫定律可建立逆變器abc坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型,然后將abc坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型變換到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下,得到旋轉(zhuǎn)同步坐標(biāo)下的數(shù)學(xué)模型如下:

直流側(cè)電流為

圖1 4橋臂逆變器拓?fù)鋱D

Fig.1 The topology of four-leg inverter

3 分序前饋解耦控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

3.1 分序算法[6]

根據(jù)對稱分量法,一組不對稱的相量(如三相電壓、三相電流)可以被分解為正序、負(fù)序和零序分量,對稱分量一般算法為

xabc表示三相信號(hào)(如4橋臂逆變器的濾波電感電流或負(fù)載電壓),其數(shù)學(xué)表達(dá)式設(shè)為

相應(yīng)的相量表達(dá)式如下,

為了得到相量,需構(gòu)造一個(gè)虛部,可以把=(ωt+φabc)延時(shí) 1/4周期,而得到虛部。本文中1/4周期的延時(shí)采用全通濾波器實(shí)現(xiàn)[7]。

圖2 分序算法Fig.2 Decomposition sequence algorithm

變流器旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型如式(1)、式(2),dq軸之間存在耦合項(xiàng),本文采用前饋法消除dq通道間的耦合項(xiàng),于是提出基于對稱分量法前饋解耦策略[5-6]。下面以正序分量為例,前饋解耦控制系統(tǒng)框圖如圖3所示。對負(fù)序和零序分量采用相同控制方法進(jìn)行控制,這里不再贅述。

圖3 系統(tǒng)控制框圖Fig.3 Block diag ram of control system

3.2 電流環(huán)的設(shè)計(jì)[4,7]

采用前饋解耦后,控制系統(tǒng)中每個(gè)電流環(huán)都是一個(gè)SISO系統(tǒng),以正序d軸電流控制為例進(jìn)行電流環(huán)的設(shè)計(jì),正序d軸電流環(huán)如圖4所示。

圖4 電流環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖Fig.4 Current loop control block diagram

為了保證電流環(huán)跟蹤的快速性,可將電流環(huán)設(shè)計(jì)為典型I型系統(tǒng)。只需以PI調(diào)節(jié)器零點(diǎn)抵消控制對象的極點(diǎn)即可。設(shè)計(jì)電流調(diào)節(jié)器主要考慮以下兩點(diǎn):1)為了克服負(fù)載電流諧波,電流內(nèi)環(huán)頻帶應(yīng)遠(yuǎn)低于開關(guān)頻率,通常取 ωi＜fi/5=2 kHz;2)為了實(shí)現(xiàn)對電流指令的快速跟蹤,電流內(nèi)環(huán)頻帶應(yīng)遠(yuǎn)高于輸出頻率(=50 Hz),?？紤] ωi＞10fo=500 Hz。綜合考慮上述因素,可使電流內(nèi)環(huán)系統(tǒng)的自然諧振頻率在1 kHz左右調(diào)整。另外,根據(jù)電流環(huán)控制的目標(biāo),將系統(tǒng)設(shè)計(jì)為欠阻尼系統(tǒng),選定系統(tǒng)的阻尼比ξ=0.707。設(shè)計(jì)電流環(huán)的動(dòng)態(tài)特性指標(biāo)如下:調(diào)整時(shí)間ts＜2 ms,最大超調(diào)量 σ＜10%,上升時(shí)間tr=0.3 ms。最后綜合考慮電流環(huán)的動(dòng)靜態(tài)特性和性能指標(biāo),電流調(diào)節(jié)器參數(shù)確定為KiP=0.052,Kil=0.78。

3.3 電壓環(huán)的設(shè)計(jì)[5]

若電壓外環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器,則電壓外環(huán)的控制結(jié)構(gòu)圖如圖5所示。

圖5 電壓環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖Fig.5 Voltage loop control block diagram

開環(huán)傳遞函數(shù)為

由于電壓外環(huán)的主要作用是穩(wěn)定負(fù)載電壓,故對外環(huán)控制系統(tǒng)整定時(shí),不僅要考慮電壓環(huán)的跟隨性能,還應(yīng)考慮電壓環(huán)的抗擾性能。為此,可對電壓外環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)按典型Ⅱ型系統(tǒng)來設(shè)計(jì),本文電壓調(diào)節(jié)器的參數(shù)為=9.6,=1.2×10-2。電壓環(huán)的設(shè)計(jì)方法類似于電流環(huán)設(shè)計(jì),此處不再詳述。

4 仿真結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

采用Matlab軟件仿真驗(yàn)證系統(tǒng)的特性,仿真參數(shù)為:額定功率20 kW,輸出額定電壓有效值220 V,直流側(cè)電容C=2 mF,直流側(cè)電壓=680 V,濾波電感L=5 mH,Lf=2.5 mH,濾波電容C=6 μ F,開關(guān)頻率 10 kHz。

本文給出兩種控制策略仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果,其中一種控制策略是正序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)控制策略(傳統(tǒng)控制策略);另外一種是本文所提的分序前饋控制策略。下面給出了逆變器在兩種控制策略控制下的部分仿真結(jié)果,并進(jìn)行了對比分析。

圖6是正序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d軸的給定和反饋(q軸上的波形類似),因?yàn)樨?fù)序分量在正序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)中是2次諧波,都顯示了PI調(diào)節(jié)器不能實(shí)現(xiàn)無靜差控制,證明當(dāng)逆變器帶非平衡負(fù)載時(shí),基于正序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的比例積分雙環(huán)控制策略所設(shè)計(jì)的控制系統(tǒng)不能有效的工作。

圖6 傳統(tǒng)控制策略的仿真和實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Simulation and experimental waveforms of the conventional control method

圖7是本文所提控制策略d軸的給定波形與反饋波形,在正序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下負(fù)載電壓的給定是直流量,從仿真結(jié)果(見圖7a)和實(shí)驗(yàn)結(jié)果(見圖7b)可以看出,系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)時(shí)可以很好地跟蹤給定。以上結(jié)果表明本文所提控制策略明顯優(yōu)于傳統(tǒng)控制策略。

圖7 本文所提控制策略的仿真和實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Simualtion and experimental waveforms of the proposed control method

逆變器帶不平衡負(fù)載時(shí)負(fù)載的電壓波形如圖8所示?？梢钥闯瞿孀兤鬟M(jìn)入穩(wěn)定工作狀態(tài)時(shí),輸出電壓波形對稱度較好,Matlab軟件計(jì)算其相電壓的總畸變率 THD=0.55%。由于負(fù)載不平衡,逆變器輸出的電流波形并不對稱,如圖9所示。實(shí)驗(yàn)對比研究證明所提的控制策略較傳統(tǒng)正序同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的雙環(huán)控制策略優(yōu)越得多。

圖8 三相負(fù)載電壓波形Fig.8 Voltage waveforms of three-phase loads

圖9 電感電流及第4橋臂電流波形Fig.9 Current waveforms of inductors and four-leg

5 結(jié)論

本文把分序前饋控制思想應(yīng)用到4橋臂逆變器的電流控制中,實(shí)現(xiàn)了電流無靜差控制,并且在3個(gè)dq0坐標(biāo)系中構(gòu)建了逆變器的控制系統(tǒng)。不僅克服了傳統(tǒng)dq坐標(biāo)系下雙閉環(huán)控制系統(tǒng)中反饋電流含有2次諧波的缺點(diǎn),而且實(shí)現(xiàn)了正序分量、負(fù)序分量、零序分量的獨(dú)立控制,解決了逆變器在不平衡負(fù)載或非線性負(fù)載條件下,輸出電壓的對稱性問題。仿真和實(shí)驗(yàn)證實(shí)了所提控制策略的正確性。

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修改稿日期:2010-09-08