周揚(yáng)忠，周建紅

（福州大學(xué) 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福建 福州 350108）

間接矩陣變換器供電電勵(lì)磁同步電動(dòng)機(jī)DTC

周揚(yáng)忠，周建紅

（福州大學(xué) 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福建 福州 350108）

直接型矩陣變換器具有無直流儲(chǔ)能環(huán)節(jié)、輸入與輸出電流波形均為正弦波、能量雙向流通、網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)可控等優(yōu)點(diǎn)，但換流復(fù)雜。研究了一種間接矩陣變換器（IMC）供電電勵(lì)磁同步電動(dòng)機(jī)（ESM）直接轉(zhuǎn)矩控制（DTC）系統(tǒng)，其整流級(jí)實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)控制，逆變級(jí)實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩和磁鏈控制，采用逆變級(jí)插入零矢量方式實(shí)現(xiàn)前端整流級(jí)雙向開關(guān)的換流。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了這一控制策略的可行性。

電勵(lì)磁同步電動(dòng)機(jī)；間接矩陣變換器；直接轉(zhuǎn)矩控制

1 引言

電勵(lì)磁同步電動(dòng)機(jī)具有功率因數(shù)可調(diào)、效率高等突出優(yōu)點(diǎn)，在發(fā)電和電機(jī)傳動(dòng)兩方面均有廣泛應(yīng)用。電勵(lì)磁同步電動(dòng)機(jī)（ESM）直接轉(zhuǎn)矩控制（DTC）理論于1998年前后被提出［1-3］，但這些文獻(xiàn)中均采用了基于二極管整流型交-直-交（VSI）功率主電路。該電路突出不足之處有：1）直流母線上采用了大容量的電解電容濾波，縮短了變換器工作壽命；2）網(wǎng)側(cè)輸入電流非正弦，輸入功率因數(shù)較低；3）能量不能雙向流動(dòng)。為了克服VSI方案的不足，文獻(xiàn)［4］將直接型矩陣變換器引入到電勵(lì)磁同步電動(dòng)機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制中，分析研究了該系統(tǒng)中磁鏈、轉(zhuǎn)矩及網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制策略，仿真表明系統(tǒng)具有無直流環(huán)節(jié)，能量可以雙向流動(dòng)，網(wǎng)側(cè)輸入電流正弦等優(yōu)點(diǎn)，但實(shí)際存在功率管換流復(fù)雜缺點(diǎn)。而文獻(xiàn)［5-7］對間接矩陣變換器PWM控制策略進(jìn)行了詳細(xì)研究，且進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)論證，但所帶負(fù)載均非電機(jī)。為了進(jìn)一步改善矩陣變換器中功率管換流，本文將間接矩陣變換器（IMC）、DTC和ESM的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合起來，提出了一種基于IMC供電ESM DTC控制策略，并進(jìn)行實(shí)驗(yàn)證明此控制策略的可行性。

2 基于間接矩陣變換器供電直接轉(zhuǎn)矩控制原理

2.1 間接矩陣變換器輸入輸出關(guān)系

間接矩陣變換器由整流級(jí)電路和逆變級(jí)電路兩部分組成，它采用了交-直-交型的雙級(jí)變換結(jié)構(gòu)，整流級(jí)電路由6個(gè)雙向開關(guān)組成，而逆變電路與傳統(tǒng)的兩電平逆變器結(jié)構(gòu)相同，電路拓?fù)淙鐖D1所示。定義整流級(jí)雙向開關(guān)變量分別為Sap～Scn，逆變級(jí)開關(guān)變量分別為SAp～SCn。開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，對應(yīng)開關(guān)變量取值為1；反之，開關(guān)管關(guān)斷時(shí)取值為0。

圖1 間接矩陣變換器電路拓?fù)銯ig.1 IMC circuit topology

2.1.1 整流級(jí)

在已知直流母線電流idc情況下，可以推導(dǎo)出網(wǎng)側(cè)輸入電流矢量ip結(jié)果如下：

可見ip幅值受控于直流母線電流idc，但其輻角受控于整流級(jí)開關(guān)狀態(tài)。在逆變級(jí)一定的開關(guān)組合情況下，直流母線電流idc取決于負(fù)載電流，具體關(guān)系如下：

根據(jù)式（2）可以推導(dǎo)出在逆變級(jí)不同的輸出電壓矢量情況下，直流母線電流idc與負(fù)載電流關(guān)系如表1所示，其中矢量括號(hào)內(nèi)的3位數(shù)從左到右依次代表SApSBpSCp的取值。

表1 直流母線電流idc Tab.1 DC link current idc

根據(jù)式（1）可以繪出網(wǎng)側(cè)輸入電流矢量在空間上的分布，如圖2所示。圖2中×表示對應(yīng)橋臂開關(guān)管都不導(dǎo)通，0表示對應(yīng)的下橋臂開關(guān)管導(dǎo)通，1表示對應(yīng)上橋臂開關(guān)管導(dǎo)通。應(yīng)該指出的是，圖2中矢量方向是以直流母線電流為正極性時(shí)畫出的，如果直流母線電流為負(fù)極性，則對應(yīng)矢量方向與圖2中相反。矢量括號(hào)內(nèi)的3位數(shù)從左到右依次代表SapSbpScp的取值。

圖2 網(wǎng)側(cè)輸入電流矢量Fig.2 Input current vector in line side

整流級(jí)不同的開關(guān)組合時(shí)網(wǎng)側(cè)電流矢量及直流母線電壓udc進(jìn)一步總結(jié)如表2所示。

表2 網(wǎng)側(cè)電流矢量及直流母線電壓Tab.2 Current vector in line side and DC link voltage

2.1.2 逆變級(jí)

后級(jí)逆變器與傳統(tǒng)的兩電平逆變器一樣，在已知直流母線電壓udc情況下，后級(jí)逆變器輸出電壓矢量為

但直流母線電壓udc取決于前端整流級(jí)的開關(guān)狀態(tài)，不恒定，具體形式如下：

所以，從式（4）和圖1整流級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可見，實(shí)際出現(xiàn)在直流母線上的電壓是網(wǎng)側(cè)的線電壓，是一脈動(dòng)的直流量。這樣逆變器輸出的電壓矢量us幅值是變化的。輸出電壓矢量如圖3所示。

圖3 輸出電壓矢量Fig.3 Output voltage vector

2.2 轉(zhuǎn)矩及磁鏈的控制原理

電勵(lì)磁同步電動(dòng)機(jī)中電磁轉(zhuǎn)矩可以表示成如下表達(dá)式：

式中：Ψm，Ψs分別為氣隙磁鏈和定子磁鏈?zhǔn)噶?；δsm為定子磁鏈?zhǔn)噶颗c氣隙磁鏈?zhǔn)噶繆A角。

將δsm定義為直接轉(zhuǎn)矩控制有阻尼繞組電勵(lì)磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)矩角。從式（5）可見，有阻尼繞組電勵(lì)磁同步電動(dòng)機(jī)中電磁轉(zhuǎn)矩在受到轉(zhuǎn)矩角控制的同時(shí)，還會(huì)受到氣隙磁鏈幅值的變化影響，但由于阻尼繞組的阻尼作用，能使由定子電流、轉(zhuǎn)子勵(lì)磁電流引起氣隙磁鏈幅值和輻角的變化變得緩慢，在幾個(gè)控制周期內(nèi)，氣隙磁鏈?zhǔn)噶肯鄬τ谵D(zhuǎn)子dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系而言空間位置基本不動(dòng)，而在直接轉(zhuǎn)矩控制中將定子磁鏈的幅值在恒轉(zhuǎn)矩區(qū)控制成額定值，這樣就可利用快速控制轉(zhuǎn)矩角δsm來迅速控制電磁轉(zhuǎn)矩。轉(zhuǎn)矩角的變化量Δδsm與電壓矢量的關(guān)系為因此，可以通過選擇電壓矢量來控制電磁轉(zhuǎn)矩。

間接矩陣變換器的轉(zhuǎn)矩及磁鏈控制與傳統(tǒng)兩電平逆變器基本DTC原理相似。利用磁鏈滯環(huán)比較器、轉(zhuǎn)矩滯環(huán)比較器及定子磁鏈所處的位置選擇出一個(gè)最佳電壓矢量作用于電動(dòng)機(jī)實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩和定子磁鏈的雙閉環(huán)控制。

定子磁鏈和轉(zhuǎn)矩滯環(huán)比較器輸出量φ，τ函數(shù)如下：

圖3中給出了θ1扇區(qū)中電壓矢量u1，u2，u5，u6對定子磁鏈?zhǔn)噶考半姶呸D(zhuǎn)矩控制效果，用符號(hào)“↑”表示增大，“↓”表示減小。假設(shè)電機(jī)轉(zhuǎn)子逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)，則電壓矢量u1，u2使定子磁鏈?zhǔn)噶磕p小，而u5，u6使定子磁鏈?zhǔn)噶磕Ｔ龃?；u2，u6使電磁轉(zhuǎn)矩增大，而u1，u5使電磁轉(zhuǎn)矩減小。

根據(jù)上述原理可確定出同時(shí)控制磁鏈和轉(zhuǎn)矩的最優(yōu)開關(guān)矢量表如表3。

表3 逆變級(jí)最優(yōu)開關(guān)矢量表Tab.3 Optimal switch vector table of inverter

2.3 電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制

由于間接矩陣變換器要保證中間母線電壓udc≥0，所以電網(wǎng)輸入側(cè)功率因數(shù)角可控制范圍為-30°～＋30°，下面以單位功率因數(shù)控制為例。文中所提出的間接矩陣變換器輸入電流矢量和輸出電壓矢量的選擇方法可實(shí)現(xiàn)一定網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制下快速補(bǔ)償磁鏈及轉(zhuǎn)矩的誤差。這種網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制只需使得sinφis的平均值逼近給定值即可，仍然采用滯環(huán)控制器實(shí)現(xiàn)，如圖4所示。對sinφis瞬時(shí)值進(jìn)行低通濾波即可獲得平均值。

圖4 功率因數(shù)控制滯環(huán)比較器Fig.4 Power factor control hysteresis comparator

為了實(shí)現(xiàn)電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)矩和磁鏈的控制能力最強(qiáng)，要求前端整流級(jí)開關(guān)組合應(yīng)滿足直流母線電壓為最大正值。假設(shè)某個(gè)控制周期內(nèi)，根據(jù)DTC算法，逆變級(jí)輸出u4電壓矢量，如圖3中所示。將輸入電壓分成6個(gè)扇區(qū)，如圖5所示。

圖5 輸入電壓扇區(qū)劃分Fig.5 Input voltage sector division

如果網(wǎng)側(cè)輸入電壓矢量位于第1扇區(qū)，則該扇區(qū)中uab和uca的絕對值均大于ubc。根據(jù)直流母線電壓為最大正值的要求，根據(jù)表2可確定前端整流級(jí)應(yīng)選擇的最佳輸入電流矢量為ip1（1×0）或ip6（10×）。這2個(gè)電流矢量均能滿足磁鏈和轉(zhuǎn)矩的控制要求。具體選哪一個(gè)要視功率因數(shù)決定，由于電網(wǎng)輸入的電壓矢量按照固定電網(wǎng)電角速度旋轉(zhuǎn)，它是不可控制的，假設(shè)其旋轉(zhuǎn)方向?yàn)槟鏁r(shí)針，并假設(shè)電流矢量滯后電壓矢量φis，如圖6所示。

圖6 網(wǎng)側(cè)電流矢量與電壓矢量Fig.6 Line current vector and voltage vector

若要減小sinφis，則需施加ip1電流矢量，這樣輸入電流矢量逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)；反之，若要增加sinφis，則需施加ip6電流矢量，這樣輸入電流矢量順時(shí)針旋轉(zhuǎn)。同理可得電流矢量超前電壓矢量φis的情況。這樣根據(jù)逆變級(jí)輸出電壓矢量及網(wǎng)側(cè)輸入電壓矢量所處扇區(qū)，實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)控制時(shí)整流級(jí)開關(guān)矢量選擇如表4所示。表4中第1列為保持定子磁鏈與轉(zhuǎn)矩在滯環(huán)帶寬之內(nèi)時(shí)所選擇的逆變級(jí)輸出電壓矢量，第1行為電網(wǎng)側(cè)輸入電壓矢量所處的扇區(qū)號(hào)。根據(jù)所選的輸出電壓矢量、輸入電壓矢量所處的扇區(qū)及功率因數(shù)控制滯環(huán)比較器輸出值cφ即可選擇出滿足功率因數(shù)控制的一個(gè)最優(yōu)輸入電流矢量。

表4 整流級(jí)開關(guān)矢量表Tab.4 Switch vector table of rectifier

2.4 系統(tǒng)構(gòu)成

在已知轉(zhuǎn)矩和磁鏈滯環(huán)比較器輸出及定子磁鏈所處扇區(qū)在表3中查找到逆變級(jí)輸出電壓矢量，再根據(jù)逆變級(jí)輸出電壓矢量、網(wǎng)側(cè)電壓所處扇區(qū)及網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)滯環(huán)比較器輸出值在表4中獲得整流級(jí)雙向開關(guān)狀態(tài)。根據(jù)前面磁鏈、轉(zhuǎn)矩及功率因數(shù)控制原理，文中所研究基于間接矩陣變換器的ESM DTC系統(tǒng)如圖7所示。圖7中關(guān)于轉(zhuǎn)子電流的控制策略見文獻(xiàn)［8］。其中Nv為網(wǎng)側(cè)輸入電壓扇區(qū)，NΨ為定子磁鏈所處扇區(qū)。

圖7 基于間接矩陣變換器ESM DTC系統(tǒng)框圖Fig.7 System diagram based on IMC ESM DTC

3 實(shí)驗(yàn)研究

實(shí)驗(yàn)采用的電機(jī)參數(shù)為：額定電流5.4A，額定轉(zhuǎn)速1 500r／min，額定功率1.5kW，額定頻率50Hz，極對數(shù)2，直軸電感221mH，交軸電感161 mH，定子電阻4Ω。為驗(yàn)證上述控制策略的可行性，在以TMS320F2812型DSP為核心的IMC供電ESM DTC全數(shù)字控制硬件平臺(tái)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。

3.1 雙向開關(guān)管換流

間接矩陣變換器采用母線零電流換流策略，如圖8所示。以a相上橋臂換流到b相下橋臂為例說明：在0時(shí)刻，先使逆變級(jí)工作在零矢量u0或u7狀態(tài)后，在t1時(shí)刻，關(guān)斷Sap信號(hào)，使a相上橋臂雙向開關(guān)關(guān)斷；為了避免a，b兩相電源短路，必須插入一個(gè)死區(qū)時(shí)間，在t2時(shí)刻，開通Sbn信號(hào)，使b相下橋臂雙向開關(guān)管導(dǎo)通；在確保b相下橋臂完全導(dǎo)通后，在t3時(shí)刻逆變級(jí)零矢量結(jié)束，換流過程結(jié)束。

圖8 母線零電流換流Fig.8 Zero DC link current commutation

3.2 穩(wěn)態(tài)性能研究

轉(zhuǎn)子電流為1.3A，定子磁鏈給定0.5Wb，負(fù)載＋4.5N·m，750r／min轉(zhuǎn)速，網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)控制時(shí)穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形如圖9所示。

圖9 750r／min轉(zhuǎn)速穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Steady state experimental waveforms with 750r／min

圖10為350r／min轉(zhuǎn)速穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形。

圖10 350r／min轉(zhuǎn)速穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Steady state experimental waveforms with 350r／min

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：1）從圖9a、圖10a可見網(wǎng)側(cè)輸入電流基本上為正弦曲線，網(wǎng)側(cè)電壓與電流同相，輸入功率因數(shù)為 1；2）從圖9b、圖10b可以看出整流級(jí)輸入電流為斬波；3）從圖9c、圖10c可見為了實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1，直流母線電壓為線電壓的脈寬調(diào)制波；4）從圖9e、圖9f、圖10e、圖10f可見磁鏈和轉(zhuǎn)矩分別穩(wěn)定在0.5Wb，4.5 N·m。

3.3 動(dòng)態(tài)性能研究

圖11顯示轉(zhuǎn)矩給定為±5N·m情況下的轉(zhuǎn)矩階躍響應(yīng)波形。轉(zhuǎn)矩在±5N·m之間階躍響應(yīng)時(shí)間最大為6ms左右。

圖11 轉(zhuǎn)矩階躍響應(yīng)Fig.11 Torque step response

4 結(jié)論

將間接矩陣變換器的優(yōu)點(diǎn)與ESM DTC技術(shù)結(jié)合在一起，提出了一種基于間接矩陣變換器電勵(lì)磁同步電動(dòng)機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制策略，推導(dǎo)出了該系統(tǒng)最優(yōu)開關(guān)矢量表，實(shí)驗(yàn)論證了此控制策略的可行性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)態(tài)性能和動(dòng)態(tài)性能。IMC供電ESM DTC控制策略能快速控制網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)、電磁轉(zhuǎn)矩及定子磁鏈，系統(tǒng)輸入輸出電流基本為正弦波，網(wǎng)側(cè)為單位功率因數(shù)控制。

［1］ Pyrhonen O.Analysis and Control of Excitation，F(xiàn)ield Weakening and Stability in Direct Torque Controlled Electrically Excited Synchronous Motor Drives［D］.Switzerland，Lappeenranta University of Technology，1998.

［2］ 田淳，胡育文.一種新穎的電勵(lì)磁同步電動(dòng)機(jī)直接力矩控制方案［J］.南京航空航天大學(xué)學(xué)報(bào)，2001，33（2）：108-112.

［3］ 周揚(yáng)忠，胡育文，黃文新.低轉(zhuǎn)矩磁鏈脈動(dòng)型電勵(lì)磁同步電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的研究［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2006，26（7）：152-157.

［4］ 周揚(yáng)忠，鐘天云.矩陣變換器供電同步電動(dòng)機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制研究［J］.電氣傳動(dòng)，2008，38（10）：3-8.

［5］ Johann W Kolar，F(xiàn)rank Schfmeister，Simon D Round，etal.Novel Three-phase AC-AC Sparse Matrix Coonverters［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2007，22（5）：1649-1661.

［6］ Christian Klumpner，Peter Nielsen，Ion Boldea，etal.A New Matrix Converter Motor（MCM）for Industry Applications［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2002，49（2）：325-335.

［7］ Wei Lixiang，Lipo T A，Chan Ho.Matrix Converter Topologies with Reduced Number of Switches［C］∥Power Electronics Specialists Conference，2002，IEEE 33rd Annual，2002，1：57-63.

［8］ 周揚(yáng)忠.電勵(lì)磁同步電動(dòng)機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制理論研究與實(shí)踐［D］.南京：南京航空航天大學(xué)，2006.

修改稿日期：2010-11-30

Electrically Excited Synchronous Motor DTC Supplied by Indirect Matrix Converter

ZHOU Yang-zhong，ZHOU Jian-hong

（CollegeofElectricalEngineering，F(xiàn)uzhouUniversity，F(xiàn)uzhou350108，F(xiàn)ujian，China）

Conventional matrix converter has the advantages of no DC capacity，bidirectional power flowing，adjustable input power factor and pure sine waveforms at line and load sides.However，commutation problem is complicated.A new direct torque control（DTC）for electrically excited synchronous motor（ESM）supplied by indirect matrix converter（IMC）was investigated，where，the rectify stage controls the input power factor，the inversion stage controls torque and stator flux linkage，and all bidirectional switches at line side turn on and turn off at zero current by inserting zero voltage vector at the inverter side.The experimental results are provided to verify its feasibility.

electrically excited synchronous motor；indirect matrix converter；direct torque control

TM341

A

福州大學(xué)科研啟動(dòng)基金（2008-XQ-17）

周揚(yáng)忠（1971-），男，碩士生導(dǎo)師，Email：zhty＿75313＠sina.com

2010-07-08