【作者】周 盛，王曉春，楊軍，王延群＊

中國醫(yī)學科學院 生物醫(yī)學工程研究所，天津，300192

空間分辨率和信噪比是決定超聲圖像質(zhì)量的關(guān)鍵因素。由于超聲波具有頻率越高分辨率越好，所獲得圖像的細節(jié)越清晰的特性。為實現(xiàn)人的眼球、眼眶組織的全景成像，但目前的眼科A/B型超聲診斷設(shè)備存在所使用的超聲波中心頻率10 MHz尚嫌不高的問題。當臨床上需要獲取病灶組織更多的細節(jié)信息，中心頻率進一步提高到15 MHz甚至20 MHz時，對于晶狀體、玻璃體和視網(wǎng)膜等相對淺表組織圖像的分辨率會得到很大提高。但由于超聲波頻率越高在傳播過程中衰減越快，傳播距離減小，且檢測標準對聲輸出參數(shù)的要求限定了超聲波單脈沖的最大發(fā)射功率，依靠提高單脈沖幅值的方法難以得到高質(zhì)量的眼科圖像，因此影響了其在眼科臨床診斷中的應(yīng)用。

本文針對眼科臨床診斷中出現(xiàn)的上述問題，提出了在眼科超聲成像中采用數(shù)字編碼激勵的方法，替代傳統(tǒng)的單脈沖激勵。此方法使聲輸出參數(shù)在滿足相關(guān)檢測標準的前提下，提高超聲波的平均發(fā)射功率，實現(xiàn)以更高頻率的超聲波獲取人體眼部組織的全景成像，從而提高圖像的分辨率，特別是能夠改善深度眼眶組織的成像細節(jié)。本文將超聲波編碼發(fā)射的中心頻率提高到了15 MHz，并適當降低脈沖幅值，此法對于改善眼科超聲圖像質(zhì)量，提高設(shè)備安全性等方面具有重要的應(yīng)用價值。

1 數(shù)字編碼激勵原理

超聲編碼成像技術(shù)是近年來國內(nèi)外醫(yī)學超聲診斷成像領(lǐng)域的一個研究熱點。與傳統(tǒng)單脈沖激勵相比，編碼激勵技術(shù)發(fā)射經(jīng)過編碼的長脈沖序列，接收回波也為長脈沖序列，通過匹配濾波或者非匹配濾波方式進行脈沖壓縮，獲得與單脈沖激勵相近的空間分辨率[1][2]。編碼激勵技術(shù)能夠在不增加峰值發(fā)射功率的前提下，顯著提高平均發(fā)射功率，增加穿透力，提高信噪比。實踐證明，超聲成像中采用編碼激勵技術(shù)，可以提高掃查深度、信噪比和幀頻[3]。

單脈沖激勵與編碼激勵的原理如圖1所示，經(jīng)脈沖壓縮后的波形與單脈沖激勵的波形相同，但壓縮脈沖的幅度要遠大于單脈沖激勵時回波脈沖的幅度，因此數(shù)字編碼超聲回波信噪比要遠大于傳統(tǒng)超聲回波信噪比。文獻[4]指出，通過編碼激勵，理論上可以獲得最高達15dB～20dB的信噪比增益。對于長度為N的二進制編碼，在使用匹配濾波的方法進行脈沖壓縮時，其信噪比增益為[5]：

由公式(1)可知，編碼序列長度每增加一倍，信噪比增益提高3dB。為獲得15dB信噪比提升，所用二進制長度為32位。

圖1 單脈沖激勵與編碼激勵的原理Fig.1 The theory of one pulse and code excitation

目前常用的編碼方式主要分為二進制編碼（即雙極性相位編碼，包括Barker碼、Golay互補序列及其他二進制編碼）和連續(xù)編碼（主要是線性或非線性調(diào)頻Chirp序列）兩種。Chirp信號要取得較好的旁瓣抑制效果，必須采用變跡發(fā)射，發(fā)射電路很復(fù)雜。Barker碼最大長度只有13位，而且總會在主瓣的周圍殘余一些雜波[6]，信噪比不高。Golay碼由兩個互補序列構(gòu)成，通過兩次發(fā)射Golay互補序列，經(jīng)匹配濾波后將兩個壓縮脈沖相加，在理論上能夠完全消除距離旁瓣，獲得較好的脈沖壓縮效果，而且發(fā)射電路簡單，更易于實際應(yīng)用。

Golay碼又稱Golay互補序列對，其定義為一對由兩種元素構(gòu)成的等長、有限序列。該碼在任何給定間隔下，一個序列中的相同元素對的個數(shù)等于另一個序列中相異元素對的個數(shù)[7,8]。一對長度為N的雙向序列A和B為Golay互補序列的條件是當且僅當a(n)*a(-n)+b(n)*b(-n)=2N(n)成立[8]。

Golay互補序列對可由其他互補序列對遞歸構(gòu)造，給定一個Golay對{A,B}，另一個兩倍長的Golay對可通過{AB,A(-B)}產(chǎn)生。這種遞歸可從長度為2的Golay對A=[1,1]和B=[1,-1]開始。

將Golay對用于成像的方法是對每一個聚焦點進行兩次發(fā)射。在第一次發(fā)射Golay碼A后，回波信號用相應(yīng)的解碼濾波器A濾波（即作相關(guān)運算），并存入緩沖存儲器中，隨后發(fā)射Golay碼B后，回波信號用相應(yīng)的解碼濾波器B濾波，并按照上面的互補條件將這兩次濾波輸出波形相加以完成解碼過程，如圖2所示。

圖2 Golay碼脈沖壓縮示意圖Fig.2 Pulse compression of Golay code

理論上，Golay互補序列對的編碼發(fā)射可以在保持主瓣寬度不變的情況下，完全消除旁瓣。但實際應(yīng)用中，由于兩次發(fā)射間組織的運動，往往達不到理論的效果。另外，采用Golay碼會使圖像的幀頻降低一半。

2 系統(tǒng)方案與設(shè)計

實驗搭建了編碼激勵與解碼壓縮的超聲成像系統(tǒng)，以驗證實際應(yīng)用中的性能。設(shè)計中由FPGA（可編程邏輯門陣列， field programming gate array）產(chǎn)生超聲編碼發(fā)射脈沖，激勵N&P雙溝道高速MOSFET管，產(chǎn)生雙極編碼脈沖序列。超聲波發(fā)射頻率達到15 MHz，電源電壓±80～±100 V可調(diào)。

接收電路中，前置放大電路總增益在50 dB以上，可變增益范圍達到40 dB，并根據(jù)探測深度的不同實現(xiàn)時間增益控制。回波信號經(jīng)14bits、120 MHz高速A/D采樣，送入FPGA。FPGA芯片采用EP3C55F484C6，內(nèi)部具有2396160Bits的存儲單元，55856個邏輯單元和156個18×18硬件乘法器。數(shù)據(jù)經(jīng)數(shù)字濾波和解碼壓縮后送入10 bits、40 MHz的D/A輸出，結(jié)果顯示在示波器上。

設(shè)計中FPGA的程序設(shè)計基于ALTERA公司的QUARTUS II 8.1環(huán)境下進行的，分別產(chǎn)生A碼：-1，-1，+1，-1，-1，-1，-1，+1，-1，-1，+1，-1，+1，+1，+1，-1；B碼：-1，-1，+1，-1，-1，-1，-1，+1，+1，+1，-1，+1，-1，-1，-1，+1。圖3為Golay碼輸出的仿真波形，輸出信號驅(qū)動MOSEFT芯片。

圖3 16位Golay碼激勵仿真Fig.3 Simulation of 16 bit Golay code excitation

系統(tǒng)中A/D的采樣頻率為120 MHz。為了實現(xiàn)FPGA對A/D采樣數(shù)據(jù)的有效讀取，應(yīng)該在采樣時鐘的負半周的后半部分進行采樣，也就是說在A/D采樣時鐘CLK的上升沿到達之后的4.16ns內(nèi)進行采樣。由FPGA產(chǎn)生A/D轉(zhuǎn)換所需要的時鐘ad_clk_120m，時鐘的占空比為1:1；數(shù)據(jù)讀取至內(nèi)部寄存器的輸入時鐘sample_clk_120 m，占空比為1:3，則寄存器輸入時鐘的上升沿在A/D采樣時鐘到來后3/4周期來臨時。

由于回波經(jīng)A/D采樣后的數(shù)據(jù)為120 MHz，14bit，要對此數(shù)據(jù)進行高速處理，硬件的要求非常高。為了避免數(shù)據(jù)處理不及時，發(fā)生數(shù)據(jù)丟失，影響系統(tǒng)的可靠性，并進一步提高系統(tǒng)的實時性，系統(tǒng)中采用基于Cycline III FPGA實現(xiàn)的異步FIFO結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)高速緩存，如圖4所示，輸入時鐘為sample_clk_120m，輸出時鐘為40 MHz，F(xiàn)IFO的深度為我們所需要探測深度的采樣點數(shù)。通過這種變頻方法，可以保證接著對回波數(shù)據(jù)進行實時解碼壓縮的準確性。

為了保證解碼算法的正確性，系統(tǒng)中先將接收的回波數(shù)據(jù)進行前濾波處理。濾波器由vhdl語言編程實現(xiàn)，基于并行分布式算法，可確保運算的高速性。濾波器的系數(shù)由MATLAB生成，采樣頻率為120 MHz，通帶頻率為5～20 MHz，Hamming窗設(shè)計，輸入輸出數(shù)據(jù)都為14bit補碼數(shù)據(jù)。

圖4 高速異步FIFOFig.4 High speed asynchronous FIFO

由于回波信號中心頻率為15 MHz，采樣頻率為120 MHz，16bit Golay碼解碼，所以需要開辟一個16*(120/15)=128深度，14 bit的存儲空間進行卷積解碼?？紤]到Golay碼解碼濾波器的系數(shù)僅由（+1，-1）組成，可以使用更改回波數(shù)據(jù)（二進制補碼）符號位的方法來取代全部乘法器；將解碼濾波系數(shù)序列中為+1的系數(shù)對應(yīng)的回波數(shù)據(jù)保持原數(shù)，將解碼濾波系數(shù)序列中為-1的系數(shù)對應(yīng)的回波數(shù)據(jù)進行補碼取反，然后進行對應(yīng)數(shù)據(jù)并行累加。這樣，就省去了大量的乘法器，降低了資源消耗。解碼輸入數(shù)據(jù)為14bit，輸出數(shù)據(jù)為14+log216=18bit。如圖5所示，galay_encode16_p為A碼的解碼程序，galay_encode16_n為B碼的解碼程序，由ep_alt信號切換輸出，即為對應(yīng)發(fā)射編碼激勵的回波解碼數(shù)據(jù)。

圖5 A碼、B碼回波分別解碼Fig.5 Decoding process of A code and B code

由于Golay碼需要進行兩次發(fā)射后，對兩次激勵回波進行解碼并相加，才能得到一次最終解碼結(jié)果，因此會降低B超圖像的幀頻。本設(shè)計中，我們只用于對A超圖像進行觀測，對比輸出解碼回波的分辨率及幅值，所以系統(tǒng)中對解碼回波通過兩個同步FIFO進行存儲。galay_fifo1的寫使能信號為FIFOOUT1，讀使能信號為FIFOOUT3；galay_fifo2的寫使能信號為FIFOOUT1，讀使能信號為FIFOOUT2，具體時序如圖6所示。而且，galay_fifo1的存儲深度為galay_fifo2的兩倍，對兩個FIFO輸出相加即得到了A碼和B碼解碼相加的結(jié)果。仿真結(jié)果如圖7所示，從第三個ep發(fā)射周期后，每個發(fā)射周期都能得到一個解碼結(jié)果。

圖6 回波延遲疊加輸出Fig.6 Delay output of echo

圖7 系統(tǒng)控制時序仿真Fig.7 Simulation of system control timing sequences

3 實驗結(jié)果與討論

為了驗證編碼激勵在實際應(yīng)用中的效果，本文設(shè)計了單反射面回波實驗。編碼激勵信號由FPGA產(chǎn)生，經(jīng)激勵電路激勵超聲換能器。圖8顯示了發(fā)射電壓為±85 V時，單脈沖激勵與16位Golay碼（A碼，B碼）的編碼激勵波形。激勵信號峰峰值達到了130 v。

換能器在編碼信號激勵下，發(fā)射超聲波；超聲信號經(jīng)反射面反射，驅(qū)動換能器產(chǎn)生回波信號?；夭ㄐ盘柦?jīng)放大后，通過A/D采樣進入FPGA進行數(shù)據(jù)處理和解碼，并最終通過D/A輸出到示波器輸出顯示。圖9顯示了單脈沖激勵射頻回波、16位Golay碼的編碼激勵回波經(jīng)過脈沖壓縮后的射頻回波。由于D/A輸出的最大幅值為1.5 V，輸出為10位，而系統(tǒng)中射頻回波數(shù)據(jù)為14位，解碼壓縮后的回波數(shù)據(jù)為19位，理論上解碼后的回波幅值將是單脈沖激勵回波幅值的32倍。我們分別截取了它們的高10位輸出，由于系統(tǒng)聲衰減和前濾波等造成的回波幅值減小，可見單脈沖激勵射頻回波為1.3 V，編碼射頻回波為0.7 V，解碼回波為1.1 V。解碼壓縮后的回波軸向分辨率與單脈沖回波保持一致，而穿透力和信噪比都有了很大的提升。

圖10中(a)、(b)分別為用單脈沖激勵和16位Golay碼編碼激勵回波，經(jīng)過解碼壓縮和檢波和對數(shù)放大后，對眼球采集的A超波形。在圖10(b) 中，角膜前后沿、晶體前后沿和視網(wǎng)膜都清晰可見，且較（a）圖幅值和信噪比都有了很大的提升。對比兩幅圖，我們可以清楚地看出編碼激勵技術(shù)的有效性。

圖8 單脈沖激勵及16位Golay碼激勵波形Fig.8 Excitation wave of one pulse and 16 bits Golay code

圖9 回波信號Fig.9 echo signals

圖10 正常眼球A超波形Fig.10 The panorama of normal ophthalmic ultrasonic echoes

4 結(jié)語

Golay碼激勵的醫(yī)學超聲成像技術(shù)能夠明顯增加回波信噪比，提高超聲成像的探查深度和空間分辨率。另外，由于Golay互補序列具有完美的抵消旁瓣的性能，圖像中不會出現(xiàn)由于距離旁瓣引起的明顯的偽跡。本文從理論上分析了Golay編碼激勵超聲成像技術(shù)的原理及性能，并通過仿真和搭建實驗系統(tǒng)，證實了編碼激勵成像技術(shù)在醫(yī)學高頻超聲成像中的優(yōu)越性和有效性。相對于傳統(tǒng)的單脈沖激勵成像技術(shù)，數(shù)字編碼激勵成像是提高超聲圖像質(zhì)量的一種有效的方法，具有廣闊的應(yīng)用前景。

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