程 巍，姜育生

（中興通訊股份有限公司 西安研究所，陜西 西安 710065）

目前，IEEE802.11已成為無線局域網(wǎng)的主流標準。1997年IEEE802.11標準的制定是無線局域網(wǎng)發(fā)展的里程碑，它是由大量的局域網(wǎng)以及計算機專家審定通過的標準，定義了單一的MAC層和多樣的物理層。

由于采用分組交換技術，傳輸速率高，WLAN是目前發(fā)展最迅速、應用前景最好的無線通信技術之一。然而無線信道的傳輸環(huán)境較為復雜，多經(jīng)效應、頻率選擇性衰落和其他干擾的存在，使得實現(xiàn)無線信道的高速數(shù)據(jù)傳輸比有線信道傳輸困難。這些都是影響WLAN通信質量的重要因素。

通常多徑效應會引起衰落，因而被視為有害因素。然而研究結果表明，對于MIMO系統(tǒng)來說，多徑效應可以作為一個有利因素加以利用。MIMO技術使無線通信領域智能天線技術有了重大突破。MIMO技術在不增加帶寬的情況下能成倍地提高通信系統(tǒng)的容量和頻譜利用率。多輸入輸出（MIMO）技術，作為克服多徑、抑制干擾的重要手段，在無線通信中得到了廣泛應用。

人們對MIMO技術的性能作了大量的分析，但由于WLAN是基于載波檢測/沖突避免（CSMA/CA）協(xié)議的，所以并不是所有MIMO技術都可以不加分析地直接應用于WLAN中。本文分別對將空時編碼和智能天線分析在WLAN中的應用進行了分析和對比，得出了在不改變現(xiàn)在WLAN協(xié)議的情況下，空時編碼更適合于WLAN的結論，在此基礎上我們設計提出了一種基于IEEE802.11a的MIMO系統(tǒng)。

1 IEEE802.11分布協(xié)調功能（DCF）

IEEE802.11的MAC協(xié)議包含分布協(xié)調（DCF）和點協(xié)調（PCF）兩方式。其中DCF是基于CSMA/CA的，分兩機制，一種是基本接入機制，針對于幀長較短的分組；另一種是RTS/CTS接入機制，針對于幀長較長的分組。文中如不特別說明，所述的WLAN都指基于有中心接入點（AP）的RTS/CTS接入機制。

圖1顯示的是RTS/CTS接入機制，處于時間軸上面的是發(fā)送站點（station，STA），處于時間軸下面的是接入STA，收發(fā)雙方都采用全向天線。在收發(fā)間通信開始時，首先發(fā)送STA會全向發(fā)送請求（RTS）幀，接收STA收到RTS后等待最短幀間間隔（SIFS）全向返回確認發(fā)送（CTS）幀，發(fā)送 STA收到CTS幀后等待SIFS時間間隔，發(fā)送數(shù)據(jù)分組，接收STA收到數(shù)據(jù)分組后等待SIFS時間間隔，全向發(fā)送確認（ACK）幀。收發(fā)雙方STA發(fā)送的每個幀內都有預約時長域（duration field），預約時長是相對時間表示信道將被占用的時長，一方面可以通知對端分組傳輸何時結束，收發(fā)STA在發(fā)送完當前幀，等待對端確認時，都會設一個超時定時器，如果超時收不到確認就是認為通信失敗；另一方面可以用來設置周圍未參與通信的STA的網(wǎng)絡分配矢量 （NAV），NAV是絕對時間表示通信何時結束，NAV是否超時和載波檢測將聯(lián)合確定信道是忙還是閑，只有當NAV超時并且載波檢測信道是閑，STA才認為信道真正空閑。這樣對于接收STA來說的隱藏節(jié)點會通過收聽RTS來設置NAV，對于發(fā)送STA來說的隱藏節(jié)點會通過收聽CTS來設置NAV，因為RTS和CTS幀長很短，所以大大降低了碰撞的概率，保證正在進行的通信不會被干擾。當因為信道忙或發(fā)生碰撞數(shù)據(jù)幀沒有成功發(fā)送，STA則會產生一個隨機的退避，一旦檢測到信道在DIFS時隔后繼續(xù)空閑，退避計數(shù)器會遞減，如果檢測到信道忙，退避計數(shù)器會“凍結”計數(shù)，當退避計數(shù)器減到零時，分組將再次被發(fā)送。

圖1 RTS/CTS接入機制時序Fig.1 RTS/CTS access mechanism timing

通過上述介紹，可以看出IEEE802.11的MAC協(xié)議依靠全向發(fā)送和接收，并借助設置虛擬載波，最大限度地避免了覆蓋范圍內隱藏節(jié)點的產生。

2 在WLAN中使用MIMO技術的分析

2.1 智能天線在WLAN中的應用分析

2.1.1 在WLAN中使用智能天線的方法

鑒于WLAN系統(tǒng)具有準移動性，即可以隨處移動，但通信時位置相對固定，或者說移動速度慢信道特性是慢時變的。因此在通信時，收發(fā)雙方要確定相互之間的位置，方法有3種：1）采用外掛定位設備的智能天線系統(tǒng)，如GPS；2）采用盲方法定位的智能天線系統(tǒng)；3）采用訓練的方法定位的智能天線系統(tǒng)?？紤]成本因素，文中對第一種方法不作討論。后兩種方法的共同點是發(fā)送方在通信建立之前并不知道接收方的位置，因此雖然存在性能、計算復雜度和魯棒性的差異，本質上這兩種方法對WLAN的MAC協(xié)議的影響是相同的。

下面本文就此進行具體分析。

因為不知道接收方的位置，發(fā)送方必須全向發(fā)送RTS，接收主在數(shù)據(jù)接收的接收過程中，即可完成定向并定向接收，如果信道是對稱的，接收方可以人接收方向上定向向發(fā)送方返回CTS，如果信道是非對稱的，則接收方要全向返回CTS。收發(fā)雙方通過RTS、CTS的收發(fā)確定智能天線參數(shù)，使隨后的數(shù)據(jù)幀和相應的ACK可以實現(xiàn)定向的收發(fā)。

2.1.2 分析

一方面，全向發(fā) 送RTS使得覆蓋范圍受到限制。表面上看，WLAN設置了多種速率選擇，通信雙方可以以低速率發(fā)送RTS，在建立定向連接后，提高傳輸速率，由于RTS幀相對DATA很短，WLAN可以通過使用智能天線擴大高速率傳輸?shù)母采w范圍，但實際的IEEE802.11的MAC協(xié)議并不支持這種逐幀的速率變化的方式，因為速率的變化造成NAV設置的不準確，依照當前協(xié)議，STA只在新的NAV大于舊有的NAV值時才去更新，雖然速率的提高使實際的傳輸時間比虛擬載波指示的時間短，但不參與當前通信的STA仍要在到達較長的虛擬載波指示的時間時才認為當前傳輸結束，性能并沒有因為傳輸速率提高而增加，如果要改變這一現(xiàn)狀，必須改變現(xiàn)有協(xié)議。另外全向發(fā)送RTS，最終會使得低速率傳輸?shù)母采w范圍受限。

另一方面，定向的收發(fā)會產生更多的隱藏站點。依照目前的協(xié)議，為了保證通信異常情況下降低WLAN系統(tǒng)性能，不參與通信的STA并不完全以來載波偵聽和NAV設置，在幀交換過程中，STA還設置多個定時器，一旦在規(guī)定時間內，處于定向天線波瓣外的旁聽STA收不到幀的發(fā) 送，就會認為當前的通訊失敗，進面啟動自身的發(fā)送進程，對于發(fā)送方的隱藏STA，由于數(shù)據(jù)幀發(fā)送時間長，這類事件發(fā)生的概率較大，容易產生碰撞。

通過以上分析可以看出，由于會在傳輸過程中改變天線的方向圖，智能天線并不適用于現(xiàn)有的WLAN協(xié)議。

2.2 空時編碼在WLAN中的應用分析

空時編碼不存在智能天線在WLAN應用中所存在的棘手問題，因為空時編碼不會在傳輸過程中改變天線的方向圖。因此可以直接在WLAN中使用，在提高性能的同時，不必改變現(xiàn)有的WLAN協(xié)議。

2.2.1 空時編碼選型

分層空時碼（Layered Space-Time Codes）是最早提出的一種空時編碼方式，是目前已知的唯一一種可以使頻帶利用率隨著min（m，n）線性增加的編碼方式。與其它空時編碼方式相比，雖然分層空時碼有較高的頻帶利用率，但無法達到最大分集增益，性能相對較差。分層空時碼以部分分集增益為代價來換取高頻帶利用率。

網(wǎng)格空時碼（Space-Time Coded Modulation）是在延時分集基礎上結合TCM編碼提出的，實際是傳輸分集方式的改進。STCM把編碼和調制結合起來，能夠達到編譯碼復雜度、性能和頻帶利用率之間的最佳折中，是一種最佳碼。但STCM譯碼復雜度大，STCM的好碼設計也是一個難點，在狀態(tài)數(shù)大的情況下，目前多用計算機搜索來完成。

分組空時碼（STBC）是根據(jù)廣義正交設計的原理提出，它要求在各天線發(fā)射的信號之間正交，這樣不僅保證能夠達到最大分集增益，而且還可以降低譯碼復雜度。STBC最大的特點是簡單實用，且性能相對較好，是一種較有效的傳輸分集解決方案。

2.2.2 分析

我們不考慮非相干的空時碼，因為一方面WLAN系統(tǒng)具有準移動性，信道變化慢，準確信道估計是可能，另一方面，WLAN物理幀中攜帶的引導符號完全可以用來估計信道。選擇分組空時碼作為在WLAN中實現(xiàn)MIMO的優(yōu)選方案，其相關參數(shù)如表1所示。

表1 G2、G3、G4、H3和H4空時碼相關參數(shù)Tab.1 G2、G3、G4、H3and H4space-time codes parameters

為公平起見依據(jù)下式：

對比 G2、G3、G4、H3和 H4空時碼的性能，其中，BPS：指 bit per symbol，RST指空時碼碼率，RCC表示信道編碼。對比表1可知，要想得到相同的有效吞吐率，相比 G2、G3、G4、H3和 H4要采用更高階調制方式。其中，G3和G4的調制階數(shù)最。由于高階調制的星座點較密，使得錯誤概率增大。

當接收天線的個數(shù)增加為 2時，G3、G4、H3和 H4相對 G2的性能增益變小了。這是因為2個接收天線時，G2已將可能獲得的分集增益的大部分實現(xiàn)。表2是在BER=10-5時，有效吞吐率分別為1 BPS、2 BPS和3 BPS，采用單天線接收和雙天線接收，仿真環(huán)境為經(jīng)過充分交織后得到非相關Rayleigh信道時，G2、G3、G4、H3和 H4空時碼的性能如表 2 所示。 G2、G3、G4、H3和H4得到相應增益（和未編碼PSK調制相比較）。

表2 空時編碼在非相關Rayleigh信道下增益Tab.2 Gain of space-time coding in unrelated Rayleigh channel

文中綜合考慮系統(tǒng)性能、計算復雜度、多速率傳輸將采用高階調制以及成本等因素，認為采用雙接收天線的G2空時碼是較合知的解決方案。

3 G2空時碼在IEEE802.11a的系統(tǒng)設計

根據(jù)前面的分析，本文針對IEEE802.11a設計一個采用2個發(fā)射和2個接收天線的G2空時碼的MIMO系統(tǒng)。系統(tǒng)框圖見圖2。在發(fā)射端，調制模塊負責糾錯編碼、交織、QAM調制，IEEE802.11a發(fā)送模塊負責OFDM調制和射頻發(fā) 送，IEEE802.11a中的長訓練序列是已知的。在接收端IEEE802.11a接收模塊負責射頻接收和OFDM解調，解調模塊負責QAM解調、解交織、糾錯譯碼。

圖2 2發(fā)2收WLAN系統(tǒng)框圖Fig.2 Two send and two receive WLAN system frame

在發(fā)射端，將輸入QAM符號兩兩分組送入空時碼生成器，設第一個分組為{x1，x2}，輸出兩路正交分組{x1，-x2}和{-x2，x1}（如圖2所示）。將這兩路分組分別送入不同的IFFT模塊，每個分組占用一個OFDM子信道。這樣在接收端經(jīng)過FFT后會得到兩組相應的接收信號{y11，y12}和{y21，y22}。由于 OFDM子信道是平坦衰落信道，設收發(fā)天線間信道分別為h11、h12、h21和h22（下標第一個數(shù)字為發(fā)射天線編號，第二個數(shù)字為接收天線編號）。顯然有：

如果{x1，x2}已知且信噪比足夠高，忽略噪聲利用迫零算法可得信道估計：

4 結 論

文中基于IEEE802.11協(xié)議，對如何在WLAN中使用空時編碼和智能天線進行了較詳細的分析和對比，得出了在不改變現(xiàn)有WLAN協(xié)議的情況下，空時編碼更適合于WLAN的結論，在此基礎上，在保證系統(tǒng)整體性能提高的同時，綜合考慮了系統(tǒng)的兼容性、計算復雜度實現(xiàn)成，設計并提出了一種基于IEEE802.11a的MIMO系統(tǒng)，該實現(xiàn)方案有重要的實用價值。

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