丁佐進，屈克慶，邢月紅，牛清泉

(上海電力學院電力與自動化工程學院，上海 200090)

變速恒頻風力發(fā)電技術(shù)是目前應用較為廣泛的風力發(fā)電技術(shù)，能夠適應很大的風速變化范圍，有效地利用風能［1］.目前投入使用的變速恒頻風力發(fā)電機組大多是雙饋風力發(fā)電機組，不能適應對轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的要求，在使用齒輪變速箱進行調(diào)速的過程中，增大了機械損耗，降低了能量轉(zhuǎn)換效率和運行的可靠性;此外，因其增加了變速箱部件也會提高運行維護的費用.永磁同步風力發(fā)電系統(tǒng)可以避免雙饋風力發(fā)電機組的上述缺點，除了穩(wěn)定性高、噪音低外，更是具備有功和無功功率可調(diào)的優(yōu)點，克服了雙饋電機無功功率不足的缺陷［2］.在大力發(fā)展風電的今天，風力發(fā)電機組單機容量在不斷增加，對風力機組的可靠性和效率的要求也不斷提高.隨著發(fā)電控制設備發(fā)電成本的降低和風力發(fā)電技術(shù)的進步，大功率同步風力發(fā)電系統(tǒng)有著更廣闊的應用前景［3］.3電平變換控制技術(shù)對大功率永磁同步風力發(fā)電機的轉(zhuǎn)速控制及風力發(fā)電系統(tǒng)的并網(wǎng)提供了支持，已成為現(xiàn)階段風力發(fā)電的研究熱點.

與傳統(tǒng)兩電平電路相比，3電平逆變電路開關(guān)器件承受較小的開關(guān)應力，能夠提高逆變器的傳輸功率，具有更低的電流諧波畸變率.與SPWM和方波控制相比，空間矢量PWM控制具有電壓利用率高、動態(tài)響應快等特點，避免滯環(huán)電流PWM控制因開關(guān)頻率不固定而產(chǎn)生諧波的不利因素［4］.

3電平空間矢量(Space Vector Pulse Wind Modulation，SVPWM)控制的傳輸功率高、諧波畸變率低、電壓利用率高，將其應用于大功率永磁同步風力發(fā)電機整流側(cè)控制系統(tǒng)，使其具有動態(tài)響應快速、穩(wěn)態(tài)精度較好，以及電流總諧波畸變含量較低等優(yōu)勢，以達到良好的控制效果［5］.

1 3電平變換器的拓撲結(jié)構(gòu)選擇

1.1 電路拓撲分析

目前風力發(fā)電系統(tǒng)通常采用不控整流電路或2電平PWM整流電路，導致交流側(cè)電壓電流波形較差，功率因數(shù)不高，尤其對于交流側(cè)發(fā)電機的正常穩(wěn)定運行極為不利.因此，在整流電路中采用二極管箝位式3電平可控整流電路［6］.在該3電平拓撲結(jié)構(gòu)中，開關(guān)器件承受電壓僅為2電平拓撲結(jié)構(gòu)時電壓的1/2，濾波電感損耗比2電平的小，這種形式可以克服傳統(tǒng)2電平變流器交流側(cè)波形畸變率高的缺點，還可以在采用同樣耐壓等級開關(guān)器件的情況下提高變流器的電壓等級，達到變流器高壓大功率傳輸?shù)哪康?因此，在AC/DC轉(zhuǎn)換電路中采用3電平可控整流電路，并運用3電平空間矢量(SVPWM)雙閉環(huán)控制策略來控制發(fā)電機的轉(zhuǎn)速和直流母線電壓，可使風力發(fā)電機穩(wěn)定地運行，同時也為后續(xù)DC/AC逆變并網(wǎng)提供有利的條件.

圖1為二極管箝位式3電平可控整流系統(tǒng).在此3電平電路拓撲中，每相4個功率開關(guān)管的狀態(tài)組合形成3種工作模式.

圖1 二極管中點箝位3電平SVPWM整流電路拓撲

以圖1中的A相為例，當VT1和VT2開關(guān)管導通、VT3和VT4開關(guān)管關(guān)斷時，A相電壓為Ud/2，稱其工作狀態(tài)為P;當VT2和VT3開關(guān)管導通、VT1和VT4開關(guān)管關(guān)斷時，A相電壓為零，稱其工作狀態(tài)為O;當VT3和 VT4開關(guān)管導通、VT1和VT2開關(guān)管關(guān)斷時，A相電壓為－Ud/2，稱其工作狀態(tài)為N.

1.2 3電平SVPWM觸發(fā)脈沖

SVPWM算法實質(zhì)上就是通過控制整流器不同的開關(guān)模式，使整流器瞬時輸出的三相脈沖電壓構(gòu)成的電壓空間矢量與所期望輸出的三相對稱正弦波電壓構(gòu)成的電壓空間矢量相等.

1.2.1 3電平電壓矢量圖的劃分

圖2 3電平空間電壓矢量示意

3電平輸出電壓矢量特性的六角形空間電壓矢量圖如圖2所示.義為大矢量，如PNN和PPN;幅值為的矢量定義為中矢量，如PON;幅值為Ed/3的矢量定義為小矢量，如PPO和ONN.根據(jù)空間矢量的角度θ來判斷扇區(qū)，θ的范圍為［0，2π］，因此用 θ/60再取整的方法來判斷參考矢量的扇區(qū)及區(qū)域.其扇區(qū)劃分如圖2所示，小區(qū)域劃分如圖3所示.

1.2.2 電壓矢量作用時間計算

落在每個扇區(qū)區(qū)域內(nèi)的Uref矢量可由臨近的矢量合成.假設臨近期望矢量為矢量U1，U2，U3，則空間矢量合成的伏秒平衡原則為:

三相對稱電壓可以定義成定子空間電壓矢量Uref，即:

式中:a=ej2π/3;

Ua，Ub，Uc——參考電壓.

式(1)通過坐標變換，在α-β坐標系中表示為:

式中:Uα——Uref的實部;

Uβ——Uref的虛部;

|Uref|——幅值;

θ——相角.

3電平整流電路每相有P，O，N 3個工作狀態(tài)，整個電路有A，B，C 3相，每個工作狀態(tài)都對應一個基本電壓矢量，因此3電平整流電路有27個基本電壓矢量.一般將幅值為2Ed/3的矢量定

式中:T1，T2，T3——矢量 U1，U2，U3的作用時間;

TS——空間矢量調(diào)制的控制周期.

圖3 第一扇區(qū)小區(qū)域空間電壓矢量示意

本文以第一扇區(qū)A區(qū)為例，計算在第一扇區(qū)內(nèi)各區(qū)域各矢量對應的作用時間［7］.

由圖3可知，落在A區(qū)的Uref由PNN，PON，POO 3個矢量合成.PNN矢量模長為2Ed/3，PON矢量模長為/3，POO 矢量模長為 Ed/3，Uref矢量模長為

式中:m——空間矢量SVPWM調(diào)制深度，其定義為Uref與能夠線性調(diào)制的最大電壓之比.

由式(4)可得:

SVPWM的線性調(diào)制區(qū)位于圖2中的內(nèi)切圓，線性調(diào)制時能夠輸出的最大電壓矢量幅值為因此其脈沖調(diào)制深度為:

同理也可求得其他扇區(qū)的小區(qū)域各矢量的作用時間.

每一矢量狀態(tài)轉(zhuǎn)化到另一矢量狀態(tài)時，只有其中一相狀態(tài)發(fā)生變化，例如POO→PPO時，只有B相狀態(tài)發(fā)生變化.這樣，同類型小矢量之間的相互轉(zhuǎn)換可以減少開關(guān)器件的工作次數(shù)，也能減少綜合畸變率，這對整流變換器工作十分有利.

2 3電平永磁同步電機整流側(cè)控制算法

2.1 永磁同步電機控制數(shù)學模型

圖1為二極管中點箝位3電平整流器主電路，永磁同步發(fā)電機機端電壓電流是三相對稱的.

通過坐標變換后在d-q同步旋轉(zhuǎn)坐標系下建立的數(shù)學模型［8，9］為:

式中:id，iq——發(fā)電機的d軸和q軸電流;

Ld，Lq——發(fā)電機的d軸和q軸電感;

Rs——定子電阻;

ωr——電角頻率，ωr=pωg(p為發(fā)電機轉(zhuǎn)子的極對數(shù));

Ψf——永磁體的磁鏈;

ud，uq——us的 d 軸和 q 軸分量.

定義q軸分量電勢 eq=ωrΨf，d軸分量電勢ed=0.

由式(5)得出的d軸和q軸等效電路如圖4和圖5所示.

圖4 d軸等效電路

圖5 q軸等效電路

永磁同步電機在d-q-0坐標系上的電磁轉(zhuǎn)矩方程［10］為:

式中:Te——永磁同步發(fā)電機的電磁轉(zhuǎn)矩;

式中:Tm——風力機的機械轉(zhuǎn)矩;

J——發(fā)電機的轉(zhuǎn)動慣量;

ωg——發(fā)電機的機械角速度(由于是直驅(qū)，

故與風力機的機械角速度相等).

2.2 3電平整流器的控制算法

在直驅(qū)型風力發(fā)電系統(tǒng)3電平整流器側(cè)采用可控的PWM調(diào)制方法，可有效減小交流側(cè)電壓和電流的諧波，任意調(diào)節(jié)交流側(cè)功率因數(shù)，同時實現(xiàn)功率的雙向流動［11］.

根據(jù)式(7)可知，系統(tǒng)轉(zhuǎn)速ω與電磁轉(zhuǎn)矩Te相關(guān)，因此可以通過控制轉(zhuǎn)速ω獲得q軸電流的參考值iq*.由式(5)可知，Ud和Uq之間存在耦合項和ωrLqid，可以將電阻和電感產(chǎn)生的反電勢項看作干擾項，通過前饋補償?shù)姆椒ㄏ齍d和Uq間的耦合，其方程為:

np——永磁同步發(fā)電機的極對數(shù).

將風機與永磁同步發(fā)電機作為一個系統(tǒng)，則其轉(zhuǎn)子運動方程為:

式中:kip，kiI——干擾項和相應比例積分系數(shù);

s——拉普拉斯因子.

解耦后的干擾項，通過比例積分PI調(diào)節(jié)器控制，對其干擾修正補償，從而形成電流和轉(zhuǎn)速雙環(huán)控制.由此就可以得出雙閉環(huán)控制策略框圖，并在此基礎上，加入坐標變換環(huán)節(jié)即可構(gòu)成完整的控制系統(tǒng).

永磁同步發(fā)電機電機側(cè)控制如圖6所示.整個控制系統(tǒng)采用電壓和電流雙閉環(huán)控制，在3電平整流器中采用跟蹤指令電壓矢量的SVPWM電流控制方法.

永磁同步風力發(fā)電機組電機側(cè)的控制過程為:測量發(fā)電機電角度 θ;測量定子電流 ia，ib，ic，利用A-B-C坐標系到d-q-0坐標系的變換得到id，iq.

通過最佳葉尖速比獲得最佳轉(zhuǎn)速ω*(本文在仿真時手動設定ω*)，ω*與實測轉(zhuǎn)速ω的比較值經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器得到參考電流iq*，然后與實際電流iq相比較，再經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器和電壓補償環(huán)節(jié)(ωr(Lqiq+Ψf))得到參考電壓Uq.同時設定d軸電流參考值id*=0，與實際電流id相比較的值經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器和電壓補償環(huán)節(jié)(ωrLqiq)就可以得到參考電壓Ud.Ud和Uq經(jīng)過d-q-0坐標系和α-β-0坐標系的變換得到參考電壓 Uα和 Uβ，這樣便可以利用空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)的方法產(chǎn)生PWM波形，以實現(xiàn)對整流側(cè)的控制.

圖6 永磁同步發(fā)電機電機側(cè)控制示意

3 仿真研究

本文利用Matlab/Simulink軟件平臺建立了永磁同步風機發(fā)電系統(tǒng)及其三相電壓型PWM整流仿真模型，如圖7所示.對3電平永磁同步電機矢量控制進行了仿真研究，將三相靜止坐標系中的電流變換到空間旋轉(zhuǎn)同步坐標系中，則通過前饋補償解耦成兩相電流系統(tǒng)，將參考電壓矢量從d-q坐標系變換為α-β坐標系，再經(jīng)過SVPWM脈沖產(chǎn)生模塊輸出驅(qū)動波形.

圖7 三相電壓型PWM整流器仿真模型

本文對永磁同步電機的參數(shù)設定如下:定子電阻為 2.875 Ω，直軸電感為 8.5 mH，交軸電感為8.5 mH，轉(zhuǎn)動慣量為 0.000 8 kg·m2，極對數(shù)為4，摩擦系數(shù)為0.給定風力機的風速為9 m/s.發(fā)動機轉(zhuǎn)速ω*設定為200 r/s，用以觀察永磁同步風力發(fā)電系統(tǒng)直流側(cè)負載電壓.圖8為該直流側(cè)負載母線電壓.

圖8 直流側(cè)負載母線電壓

由圖8可以看出，發(fā)電機發(fā)出的三相電壓經(jīng)過整流后能夠輸出相對平穩(wěn)的直流電壓.風力機獲得風速后，會產(chǎn)生機械轉(zhuǎn)矩Tm，帶動發(fā)電機的轉(zhuǎn)速快速上升，發(fā)出三相交流電，使得直流母線電壓也快速升高.通過所測得的定子電流在旋轉(zhuǎn)坐標下的q軸分量iq，對外環(huán)轉(zhuǎn)速進行控制，使得發(fā)電機轉(zhuǎn)速恒為200 r/s，此時風力機獲得此轉(zhuǎn)速下的輸出轉(zhuǎn)矩，使同步發(fā)電機發(fā)出穩(wěn)定的交流電，進而達到控制直流母線電壓平穩(wěn)恒定的目的.

4 結(jié)語

本文分析了永磁同步電機的數(shù)學模型，簡述了空間電壓矢量的SVPWM脈沖產(chǎn)生原理，搭建了直驅(qū)式永磁風力發(fā)電系統(tǒng)機側(cè)整流器的控制框圖，并進行了仿真研究.仿真結(jié)果表明，電流轉(zhuǎn)速雙閉環(huán)控制系統(tǒng)具有可行性，可以有效保持直流母線電壓的穩(wěn)定，具有動態(tài)響應性能好、抗干擾能力強等優(yōu)點，具有很強的實用性.

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