梁軍龍

(國營大眾機械廠第一研究所，山西太原030024)

電源按控制方式一般可分為線性電源和開關(guān)電源兩類。其中:線性電源的輸出紋波較小、電磁兼容性較好，但效率較低、發(fā)熱較大、電源體積較大;開關(guān)電源以其效率高、發(fā)熱量較小、體積小、重量輕，逐漸取代了線性電源。

全橋移相的開關(guān)電源控制方式拓撲結(jié)構(gòu)簡潔，控制方式簡單。在這種控制方式下:開關(guān)頻率恒定，有利于濾波器的優(yōu)化設(shè)計;可實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)，減小了開關(guān)損耗，提高了電源的工作效率;由于元器件的電壓和電流應(yīng)力較小，降低了元器件的性能要求，使電源成本降低。因此，在中、大功率的開關(guān)電源設(shè)計過程中多采用全橋移相的控制方式。

筆者在此基礎(chǔ)上利用全橋移相技術(shù)，進行了300 W開關(guān)電源的設(shè)計。

1 設(shè)計要求

擬設(shè)計的開關(guān)電源的技術(shù)指標如下:

(1)輸入電壓范圍:DC 18 V～36 V;

(2)輸出電壓:DC 24 V;

(3)輸出電壓微調(diào):標稱輸出電壓的±10%;

(4)額定輸出電流:12 A;

(5)負載調(diào)整度:±1%;

(6)輸出電壓紋波峰峰值:200 mVp－p;

(7)過流保護:15 A;

(8)工作溫度:－20℃ ～+85℃;

(9)環(huán)境濕度:相對濕度90%(35℃)。

2 開關(guān)電源的設(shè)計

由于開關(guān)電源輸出的功率較大，所以采用全橋移相的控制方式。電源主控芯片選用TI公司的全橋移相型PWM控制器UC3879，UC3879可對兩個半橋開關(guān)電路的相位進行移相控制，實現(xiàn)功率級的恒頻PWM控制;UC3879的4個輸出端分別驅(qū)動A/B、C/D 2個半橋，每個半橋都能進行單獨的導(dǎo)通延時(死區(qū))調(diào)節(jié)，在該死區(qū)時間內(nèi)確保下一個導(dǎo)通管的輸出電容放電完畢，為即將導(dǎo)通的開關(guān)管提供零電壓開通條件;UC3879可工作在電壓模式和電流模式下，并具有1個獨立的過電流關(guān)斷電路以實現(xiàn)故障的快速保護［1］。其電氣特性如下:

(1)可實現(xiàn)0～100%的占空比控制;

(2)開關(guān)頻率可達2 MHz;

(3)兩個半橋輸出的導(dǎo)通延時可單獨編程;

(4)支持欠壓鎖定功能;

(5)軟啟動控制功能;

(6)鎖定后的過流比較器在整個控制周期內(nèi)均可重新啟動;

(7)適用于電壓拓撲和電流拓撲;

(8)在欠壓鎖定期間輸出自動變成低電平;

(9)啟動電流僅150 μA;

(10)誤差放大器帶寬為10 MHz。

在開關(guān)電源的設(shè)計過程中，變壓器設(shè)計是整個開關(guān)電源設(shè)計的核心，對開關(guān)電源性能有決定性的影響。現(xiàn)將這部分設(shè)計分述如下:

2.1 變壓器設(shè)計

變壓器設(shè)計的關(guān)鍵是磁芯的選取、原邊/副邊匝數(shù)的計算。在此，為避免開關(guān)電源產(chǎn)生的開關(guān)噪聲對負載的干擾，選取開關(guān)頻率為36 kHz，在此開關(guān)頻率的基礎(chǔ)上進行變壓器的設(shè)計［2］。

2.1.1 磁芯選擇

36 kHz開關(guān)頻率條件下:

式中:Ap—磁芯面積乘積;

Ae—磁芯有效截面積;

AQ—窗口截面積;

PT—開關(guān)電源輸出功率;

η—開關(guān)電源效率，在此為0.8;

fs—變壓器的開關(guān)頻率;

Bm—磁通密度;

Km—窗口占空系數(shù)，與導(dǎo)線粗細、繞制工藝及漏感和分布電容的要求等有關(guān);

KC—電流密度系數(shù)，與鐵心形式、溫升要求等有關(guān)。

為保證磁芯具有一定裕度，選取TDK EI50磁芯，該磁芯Ap=4.14(Ae=230 mm2，Aw=180 mm2)，能夠滿足要求。

2.1.2 原邊/副邊匝數(shù)計算

為減小導(dǎo)線的趨膚效應(yīng)，選取導(dǎo)體標稱直徑d=0.630 mm的導(dǎo)線，原邊12根并繞，副邊8根并繞。

原邊匝數(shù):

式中:VDT—MOSFET漏源壓降;

D—原邊繞組占空比;

Bmax—最大磁通密度;

Vdc(min)—直流母線電壓最小值;

T—開關(guān)周期，T=1/fs。

嘗試取原邊匝數(shù)Np=4時，副邊匝數(shù)為:

式中:Vom—輸出電壓。

適當(dāng)放大計算所得匝數(shù)，考慮取原邊匝數(shù)6匝，副邊匝數(shù)Ns=7匝。

初級電流有效值:

式中:Pout—輸出功率。

次級電流有效值:

取電流密度4.5 A/mm2。

原邊每匝導(dǎo)線截面積:

副邊每匝導(dǎo)線截面積:

考慮到導(dǎo)線的集膚效應(yīng)(集膚深度約0.38 mm)，選取標稱直徑0.630 mm的導(dǎo)線。其外徑為0.68 mm(1級)。

原邊并繞根數(shù):

取13根。

副邊并繞根數(shù):

取8根。

下面計算繞組總面積:

原邊繞組面積=Np×原邊并繞根數(shù)×0.6302=30.95 mm2.

副邊繞組面積=Ns×副邊并繞根數(shù)×0.6302=22.2 mm2.

總面積=原邊繞組面積+副邊繞組面積*2=84.12 mm2.

3 全橋移相變換器工作原理

全橋移相變換器是輸出功率最高的一類，其拓撲原理圖如圖2:

圖2 全橋移相拓撲原理圖

全橋移相變換器通過改變功率開關(guān)控制策略，使其中一個功率管先關(guān)斷，一次繞組的另一端仍與地相連，這使得漏感、諧振電感和MOSFET的輸出電容構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò)。這樣，一次繞組的開路端電壓振蕩到下管的母線端電位，然后下管MOSFET以ZVS(零電壓開關(guān))方式開通。接著與一次繞組滯后端相連的MOSFET可以關(guān)斷，且滯后端振蕩到上管母線端電位，最后上管MOSFET開通［3］。MOSFET的開通、關(guān)斷波形見圖3。

由于MOSSFET管在關(guān)斷瞬間，一次繞組的兩端都有一個單端流過的負載電流，所以每個MOSFET都實現(xiàn)了ZVS開通、關(guān)斷，錯開了功率器件大電流和高電壓同時出現(xiàn)的硬開關(guān)狀態(tài)，抑制了MOSFET開通、關(guān)斷時產(chǎn)生的電壓尖峰，減少了開關(guān)損耗與干擾。

圖3 MOSFET的開通、關(guān)斷波形圖

4 諧振電感設(shè)計原則

ZVS的實質(zhì)就是:利用諧振過程對并聯(lián)電容充放電，讓某一橋臂電壓Ua或Ub快速升至電源電壓或降至零值，使同一橋臂即將開通管的并聯(lián)二極管導(dǎo)通，把該管兩端電壓迅速鉗在零位。而在主變壓器源端串接自我諧振電感Lr，可促使變換器滯后臂實現(xiàn)ZVS［4］。

由于只有Lr參與諧振，如果諧振開始時Lr電流iLr較小，Lr儲能不夠，電容C的諧振電壓Uc的峰值就有可能達不到Uin，開關(guān)管的并聯(lián)二極管就不能導(dǎo)通，其對應(yīng)的開關(guān)管就不能實現(xiàn)零電壓開通。為了使電容的諧振電壓峰值能夠達到Uin，電感的儲能必須足夠，在諧振開始時電感Lr的電流iLr(0)必須滿足:

這一不等式是設(shè)計諧振電感Lr的依據(jù)。

Lr取值較大可有效抑制原邊電流急劇變化引起的寄生振蕩，減小上沖或下沖的尖峰毛刺，降低開關(guān)損耗;但Lr過大又會延長占空比丟失時間，降低整機效率。Lr取值小些可縮短原邊電流在死區(qū)時間諧振過零的反向過程，在輸入電壓最低、輸出電流最大時仍能控制移相穩(wěn)壓，提升電源效率;但Lr過小，雖使占空比丟失減小，但原邊電流上沖或下沖的尖峰毛刺會顯著增大，增大開關(guān)損耗，降低電源的可靠性。因此，在實際的設(shè)計過程中，在允許的范圍內(nèi)要多做比較，不斷優(yōu)化，以試驗數(shù)據(jù)為準。

5 結(jié)論

經(jīng)設(shè)計、調(diào)試后，開關(guān)電源在環(huán)境實驗及常溫連續(xù)工作過程中輸出電壓穩(wěn)定，動態(tài)響應(yīng)較快，供電品質(zhì)較高，滿足設(shè)計指標要求。

［1］Texas Instruments.Phase Shift Resonant Controller for UC3879［Z］.Texas Instruments，Inc.2007.

［2］Marty Brown.開關(guān)電源設(shè)計指南［M］.徐德鴻，沈旭，楊成林，等，譯.北京:機械工業(yè)出版社，2004.

［3］張占松.蔡宣三.開關(guān)電源的原理與設(shè)計［M］.北京:電子工業(yè)出版社，1998.

［4］劉勝利.高頻開關(guān)電源實用新技術(shù)［M］.北京:機械工業(yè)出版社，2005.