李延新
(國電南瑞科技股份有限公司,廣東深圳518054)
電流互感器的性能將嚴(yán)重影響保護(hù)裝置的性能,特別是差動保護(hù)的性能[1-2]。以前較多關(guān)注一次電流互感器的特性,但是較少關(guān)注保護(hù)裝置內(nèi)的小型電流變換器的性能[3-4]。
在繼電保護(hù)裝置中,常常需要與短路電流成比例之電壓量,為此,需要用到電流-電壓變換器將電流變換為電壓[5-6]。變換器通常有輔助電流互感器式變換器和電抗互感器,這是電流-電壓變換器2種主要形式。相對于輔助電流互感器式變換器,電抗變換器有較為明顯的優(yōu)勢:
1)由于有較大氣隙存在,電抗變換器不易飽和;
2)隔直,不需要增加額外的直流濾波回路;
3)輸出電壓和輸入電流之間存在78°的轉(zhuǎn)角,該轉(zhuǎn)角正好近視等于線路的阻抗角,因而對線路保護(hù)裝置的保護(hù)算法來說,不需要進(jìn)行額外的轉(zhuǎn)角計(jì)算。
在繼電保護(hù)早期,由于CPU處理速度較慢,利用電抗變換器可以大大減少計(jì)算量。隨著電子技術(shù)以及計(jì)算機(jī)技術(shù)的不斷提高,電抗變換器的這些優(yōu)勢是否還依然存在呢?相對于輔助電流互感器式變換器,電抗變換器會不會為保護(hù)裝置帶來其他問題呢?這將是本文重點(diǎn)討論的內(nèi)容。
圖1是某廠家采用電抗變換器在電流回路輸入20倍的衰減直流分量,以及20倍的額定電流時(shí),保護(hù)裝置的錄波。
從圖1中可看出,B相和C相的電流發(fā)生了畸變。從理論上說,采用電抗變換器的保護(hù)裝置不存在飽和問題,因而必須深刻分析電流畸變的原因。
為了分析波形畸變的根源,需要對保護(hù)裝置的交流回路進(jìn)行分析。保護(hù)裝置的交流輸入回路包含電抗變換器和交流濾波2部分。
圖1 保護(hù)裝置錄波Fig.1 The waveform recording of relay protection device
圖2 是某電抗互感器廠家生產(chǎn)的電抗互感器的數(shù)學(xué)模型。其中輸入電流為50 Hz時(shí),換算到二次側(cè)的激磁電抗為21 Ω,電位器WR一般選擇為100 Ω。
圖2 電抗互感器結(jié)構(gòu)Fig.2 The structure of reactance converter
圖2 中虛線左邊為電抗互感器的互感器部分,其中一次側(cè)線圈匝數(shù)為3圈,二次側(cè)線圈匝數(shù)為500圈,換算到二次側(cè)的激磁阻抗為21 Ω(認(rèn)為是純電抗,且按照工頻50 Hz計(jì)算);在使用時(shí),一般在變換器的二次側(cè)增加一個(gè)可調(diào)電位器,如圖2虛線右邊所示,在裝置中,電位器WR選擇為100 Ω的電阻。
該電抗互感器換算到次級的等效電路如圖3所示。
圖3 電抗互感器等效電路Fig.3 The equivalent circuit model of reactance converter
假設(shè)電位器的對地端電阻為x,那么輸出電壓為
通過計(jì)算可以看出,不管怎么調(diào)節(jié)電位器的輸出,電抗互感器對角度的影響始終是固定的,角度固定為78.14°,而該角度正好約等于線路阻抗的正序阻抗角。通過調(diào)節(jié)電位器的輸出,只能影響到幅值。
如果電位器調(diào)節(jié)到74.6 Ω(后續(xù)的討論均按照電位調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)到74.6 Ω計(jì)算),當(dāng)輸入為5 A工頻電流時(shí),輸出的電壓為
當(dāng)輸入不是基波的時(shí)候,電阻按照實(shí)際的74.6 Ω進(jìn)行調(diào)節(jié),假設(shè)輸出的電流為5 A,通過計(jì)算諧波的放大系數(shù)如表1所示,相對放大系數(shù)指諧波放大系數(shù)除以基波放大系數(shù)。
表1 電抗變換器放大系數(shù)Tab.1 The gain of reactance converter
圖4 交流插件濾波原理圖Fig.4 The filter schematic of AC board
保護(hù)裝置的交流插件上,一般需要設(shè)置RC濾波回路。圖4是某交流插件的濾波回路原理圖。
交流插件的濾波回路為低通濾波器,頻率越高衰減越大。通過對上述參數(shù)的仿真,可以得到各次諧波的放大系數(shù)如表2所示。
表2 交流濾波回路放大系數(shù)Tab.2 The gain of AC filter circuit
由于電抗變換器較大的放大了高次諧波,而濾波回路衰減了高次諧波,兩者的放大系數(shù)相乘,可以得到最終的各次諧波的放大系數(shù)。最終的放大系數(shù)如表3所示。
表3 保護(hù)裝置綜合放大系數(shù)Tab.3 The comprehensive gain of protection device
圖5 交流回路Matlab仿真模型Fig.5 The simulation model of Matlab for AC circuit
可見采用了電抗互感器之后,裝置對高次諧波相當(dāng)敏感。上述數(shù)據(jù)也可以直接通過MATLAB建立模型仿真得到。Matlab建立的仿真模型圖5所示。
通過試驗(yàn)儀器,在保護(hù)裝置上加各次諧波,可以得到每次諧波的實(shí)際放大率,如表4所示。
通過保護(hù)裝置實(shí)際測量的諧波和理論計(jì)算值非常接近,其中十次諧波誤差比較大,與測量儀表的采樣速率有關(guān)系。
在裝置上加直流分量,基波、二到十次諧波各1 A;通過濾波之后裝置采集到的波形如圖6所示。
通過裝置試驗(yàn)可以看出,交流回路對諧波不僅不能濾出,相反有較大的放大作用;同時(shí)不同次諧波的相移不一樣也對濾波后的波形產(chǎn)生影響。而衰減的直流分量可以認(rèn)為是直流分量以及高次諧波的疊加,因而輸入衰減直流分量的時(shí)候,電流波形會產(chǎn)生畸變。
圖6 多次諧波疊加時(shí)保護(hù)裝置錄波圖Fig.6 The multiple harmonics waveform recording of protection device
經(jīng)過理論分析和試驗(yàn)驗(yàn)證,明確了波形畸變現(xiàn)象屬于原理設(shè)計(jì)問題,不是器件質(zhì)量問題。當(dāng)存在較大的衰減直流分量時(shí),保護(hù)裝置的波形將產(chǎn)生畸變,畸變的效果正如前一節(jié)試驗(yàn)中所述。交流回路同時(shí)輸入20倍直流和20倍交流已經(jīng)屬于裝置的極限狀況,在該種極端情況下,波形畸變的幅度也相當(dāng)有限,對保護(hù)裝置的動作行為不會產(chǎn)生任何影響。因而在正常運(yùn)行過程中,由于該原理設(shè)計(jì)問題引起的波形輕微畸變,不會影響到現(xiàn)場運(yùn)行裝置的安全可靠性。
表4 各次諧波放大系數(shù)實(shí)際測量值以及理論值Tab.4 The theoretical gain and actual gain of harmonics
當(dāng)然,隨著互感器技術(shù)的不斷成熟,電抗互感器在保護(hù)裝置的運(yùn)行中越來越少,在后續(xù)的開發(fā)中,建議可以逐漸取消電抗變換器,而采用最普通的電流互感器式變換器,主要原因包括:
1)電抗互感器調(diào)試過程中需要調(diào)節(jié)電位器,為調(diào)試增加了麻煩,增加了調(diào)試的工作量,同時(shí)也不利于裝置的穩(wěn)定。
2)電抗變換器中電流在變換過程中存在一定的相移,因而導(dǎo)致在錄波或者采樣值計(jì)算時(shí),總存在一定的角度偏差,不能很直觀的看出電流和電壓的相位關(guān)系;采用常規(guī)電流互感器,通過移相算法,在目前高速CPU中已經(jīng)不存在任何問題。
3)電抗互感器濾除了直流分量,因而在錄波中也無法反映出直流分量,裝置錄波中不能真實(shí)的反映一次波形;采用常規(guī)電流互感器,可以通過濾波算法達(dá)到濾掉直流的作用,從而起到和電抗變換器一樣的效果。
4)電抗互感器較大的放大了高次諧波,在高次諧波較多的廠礦企業(yè)使用時(shí)候也會存在一定的問題。
基于上述理由,建議在后續(xù)開發(fā)中,除非保護(hù)原理特殊需要,逐漸放棄電抗變換器的使用,而采用普通的電流互感器式變換器。
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