曾怡達，楊岳毅，王寅浩

(西南交通大學電氣工程學院，成都 610031)

隨著功率等級的提高和電流的增大，無橋拓撲在效率上有很大的優(yōu)勢［1－4］，但它不能有效降低通態(tài)損耗，無法提高能量傳輸的效率。

為了降低無橋拓撲的開關損耗和器件應力，減小di/dt和dU/dt，常采用無源無損軟開關［5］方法，它是通過在主電路拓撲中增加由較小的電感、電容和二極管組成無源電路網絡，從而實現有源開關的零電壓關斷ZVS(Zero-voltage Switching)和零電流開通ZCS(Zero-Current Switching)。與有源軟開關技術相比，無源無損軟開關具有更高的可靠性和效率，不會增加控制電路的復雜度。

同最小電壓應力相比，非最小電壓應力軟開關技術具有更大的占空比范圍、開關管電流應力小等優(yōu)點［6］，本文以非最小電壓應力拓撲結構為基礎，提出了一種改進型無橋Boost 拓撲，本文對工作原理進行了詳細的分析，同時給出了軟開關實現的條件和參數設計方法。

1 無源無損拓撲的分類

眾多不同的無源無損緩沖電路和拓撲結構，它們可以用一套屬性來描述。為此，可劃分為兩類:一類是最小電壓應力單元(MVS)，如圖1(a)，圖1(b)所示;另一類是非最小電壓應力單元(Non-MVS)，如圖1(c)，圖1(d)，圖1(e)所示。最小電壓應力單元僅使用一個電感和電容值較小的電容就能使主開關管電壓應力最小，但實現軟開關的范圍不大;非最小電壓應力單元增加了一個電感，同時也增加了主開關管的電壓應力，但與最小電壓應力單元相比，在同樣的電感和電容下，其軟開關范圍較大。而且，在小功率情況下，具有較高的效率［7］。

圖1 無源無損緩沖電路拓撲

無緣無損緩沖電路通過將開關期間的電壓與電流波形錯開，使二者的重疊面積最小，可以顯著降低開通和關斷損耗，提高電路整體效率［8］。根據以上無緣無損的優(yōu)點，本文選用如圖1(d)的非最小電壓應力單元，將其應用在改進型無橋Boost PFC 電路［7］中，進一步降低了主電路的開關損耗，提高了整體效率。

2 改進型無橋Boost PFC 變換器軟開關技術

2.1 帶非最小電壓應力軟開關的無橋Boost PFC拓撲結構

如圖2所示，改進型軟開關無橋Boost PFC 拓撲具有通態(tài)損耗低，電流采樣簡單，EMI 噪聲低等優(yōu)點。虛線框內電路即為所改進的最小電壓應力無源軟開關電路。由于無橋拓撲結構可以等效為兩個電源相反的Boost PFC 電路組合，磁性利用率更高。其基本原理是Lr和CS分別實現開關管VS 的零電流開通和零電壓關斷。Cr調節(jié)Lr上的能量，并且輔助CS復位;Cr比CS大得多，所以儲存在Cr中的能量在每個開關周期內部完全回饋輸入和輸出端，并且它的端電壓可看作恒定的。LS將Cr的部分能量傳遞到輸出端。

圖2 帶非最小電壓應力軟開關無橋Boost PFC

2.2 電路模態(tài)分析

下面對圖2所示非最小電壓應力無橋Boost PFC 電路進行模態(tài)分析，為便于分析，假設在一個開關周期內，保持下面的條件，

(1)輸入電流可視為恒定不變;

(2)輸出電容足夠大，在每個開關周期可假設輸出電壓恒定。

在以上兩個條件下，分析當輸入電壓為正半周期時的工作模態(tài)，圖3和圖4 分別給出了電路工作時的各個工作模態(tài)的等效電路和理論波形。該電路在一個工作周期內可分為7個模態(tài)，詳細分析如下:

圖3 電路工作模式圖

模態(tài)1(t0～t1)軟開關導通階段。在t0時刻，開關管VS1開通，流過Lr中的電流iLr線性減小，流過VS1中的電流ivs線性增加，開關管的電流上升速率較慢，二極管VD0由于電流反向恢復而不能立刻關斷，電感Lr抑制了開關管電流的上升速率，為開關管VS1零電流開通提供了條件。在t2時刻，VD0完成反向恢復，其反向恢復電流的最大值為Irr。儲存在Ls中的能量為VD0的反向恢復電流。

模態(tài)2(t1～t2)在t1時刻，VD0關斷，Lr，Cs，Cr1通過VDs3和VS1開始諧振工作，Cr1放電，Cs充電，Cr1中的能量轉移到Cs中，iLr進一步減小。在t2時刻，Cr1上的電壓UCs為零，為開關管VS1的零電壓關斷創(chuàng)造條件。因為Ls比Lr大很多，該階段中Ls電流可看成恒定的。在t2時刻開關管VS1承受最大電流應力:

模態(tài)3(t2～t4)Lr和Ls復位。t2時刻當Cr1電壓降為0 后，VDs1導通。儲存在Lr中的能量釋放到Cs中，Lr和Ls的電流都下降。若Ls上的電流比Lr上的電流先降為0，則進入模態(tài)3b 階段，Lr中的能量繼續(xù)釋放到Cs中直到t4時刻Lr上的電流降為0;否則進入模態(tài)3c 階段。Ls上的電流是否比Lr上的電流先降到0 由下面的不等式決定:

模態(tài)4(t4～t5)軟開關電路停止工作，電路進入正常的PWM 開通階段。軟開關電路在開關管VS1 開通過程的工作時間:

模態(tài)5(t5～t6)零電壓關斷。在模態(tài)5a 中，t5時刻開關管VS1兩端電壓UVS1為0，由于Cr的存在，開關管VS1零電壓關斷。開關管VS1關斷后，電流I 全部轉移到Cr1中，其兩端電壓迅速上升。當Cr1的端電壓上升至U0UCs時，VDS0導通，進入模態(tài)5b，然后進入模態(tài)5c。除非電流I 非常小，模態(tài)5b和5c 的時間極短。在t6時刻Cr的端電壓升至U0+UCs，VDS3導通，進入模態(tài)6，此時開關管VS1 承受最高電壓為U0+UCs。

模態(tài)6(t6～t7)該模態(tài)中，Lr和Ls上的電流繼續(xù)上升。在t7時刻Lr上的電流升至I，此時VDS1和VDS3自然關斷。

模態(tài)7(t7～t8)等待下一次VS1導通時，重復以上工作模態(tài)。主電路進入下一個工作階段，開關管VS2將導通，電路工作情況同開關管VS1相同。本模態(tài)中，存儲在Cr中的部分能量通過LS回饋到輸出端。

軟開關電路在開關管VS1關斷過程的工作時間:

各個模態(tài)相應的主要工作波形如圖4所示。

圖4 工作過程各模態(tài)的理論波形

3 無源無損軟開關電路的設計

整合開關管開通和關斷時的損耗，并忽略漏源寄生電源中儲存的能量，可得加入該非最小電壓應力電路后開關管的總開關損耗［9］:

由式得，Cr和Lr的值越大，開關管的開關損耗越小，但是，由式知，Cr和Lr的值越大Tr－on和Tr-off越長，這就限制了占空比的大小。

式(6)中的Cr和Lr可以用諧振頻率ωr和諧振阻抗Zr:

由于ωr相對于時間是定值Tr－on和Tr-off有直接關系，假設Tr－on和Tr-off小于開關周期的某一比值kTS，0 ＜k ＜1，則可得到下式:

只要求出的k 就可以確定Cr和Lr的最優(yōu)值，從而確保Tr－on和Tr-off足夠小并能滿足軟開關。

4 仿真結果分析

為了驗證原理的可行性，使用Saber 軟件仿真。參數設置如下:Cr=32 nF，Lr=3μH，Ls=46μH，Cs=6.8μF。輸入電壓范圍為:85 VAC～264 VAC，輸出電壓為385 VDC，開關頻率為100 kHz。仿真結果如圖5所示。

圖5(a)和圖(b)所示，在開關管開通時刻，開關管的電流上升率明顯降低。關斷時開關管兩端的電壓上升率也得到了有效抑制。從圖5(c)中得:主電路具有很好的功率因數。

圖5 仿真波形

5 實驗結果

本文主電路采用圖2所示的帶非最小電壓應力電路網絡的無橋Boost PFC 電路，采用IR1150 設計了300 W 的實驗樣機，輸入電壓220 V，輸出電壓400 V，開關頻率為100 Hz，開關管采用不帶體二極管的IGBT(IRG4PC50W)，續(xù)流二極管采用快恢復二極管30ETP06，無源無損軟開關電路的參數:Cr=32 nF，Lr=3μH，Ls=46μH，Cs=6.8μF。

實驗波形見圖6(a)、圖6(b)，與圖5 中理論波形一致，實現了零電流開通和零電壓關斷。圖7為輸入電壓和輸入電流實驗波形圖。

實驗波形表明，該改進的無橋拓撲結構，不僅具有很好的功率因數，而且與原無橋拓撲相比，由于實現了零電流開通和零電壓關斷，進一步的降低了通態(tài)損耗，提高了能量傳遞效率。

圖6 開關管電壓電流波形

圖7 輸入電壓和電流波形

6 結論

本文在分析無源無損軟開關拓撲的基礎上，設計了一種非最小電壓應力的改進型無橋Boost PFC拓撲，該拓撲具有結構簡化、通態(tài)損耗低、能實現開關管零電流開通和零電壓關斷、同時實現續(xù)流二極管零電壓導通。結果驗證了理論的可行性。

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