姜生瑞，郭利芳， 張穎斐

（蘭州交通大學電子與信息工程學院， 甘肅蘭州 730070）

0 引言

基準電壓是集成電路設計中的一個重要部分，特別是在高精度電壓比較器、數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，以及A/D和 D/A轉換器等中，基準電壓隨溫度和電源電壓波動而產(chǎn)生的變化將直接影響到整個系統(tǒng)的性能。因此，在高精度的應用場合，擁有一個具有低溫度系數(shù)、高電源電壓抑制的基準電壓是整個系統(tǒng)設計的前提。

傳統(tǒng)帶隙基準由于僅對晶體管基—射極電壓進行一階的溫度補償，忽略了曲率系數(shù)的影響，產(chǎn)生的基準電壓和溫度仍然有較大的相干性，所以輸出電壓溫度特性一般在20 ppm/℃以上，無法滿足高精度的需要。本文基于帶隙基準的原理,提出一種結構較簡單、溫度系數(shù)較低的bipolar工藝的帶隙基準電壓源電路。

1 帶隙基準電壓源的基本理論

1.1 帶隙基準電壓源的原理

帶隙電壓基準的基本原理是：利用具有負溫度系的VBE和具有正溫度此系數(shù)的不同發(fā)射結電流密度下的兩個基射結電壓之差△VBE。將兩者線性疊加，在理論上可以在某個溫度點得到零溫度系數(shù)的基準電壓。

例如，電壓V+擁有正溫度系數(shù)，電壓V-擁有負溫度系數(shù)，存在合適的權重α和β滿足：

這樣就得到具有零溫度系數(shù)的基準電壓，其原理圖如圖1所示。

基準電壓的基本表達式為[4]：

圖1 帶隙基準電源的基本原理

1.2 性能參數(shù)

①功耗

功耗它是衡量電路在正常工作下消耗電流多少的一個參數(shù)。為了獲得更小的噪聲以及更快的響應速度，都需要增加功耗。然而芯片由于應用的要求，以及散熱條件的限制，其功耗也是受到限制的。因此每個單元電路都會有相應的功耗要求[1]。

②溫漂系數(shù)是用來衡量基準電壓的輸出電壓隨溫度變化的一個性能參數(shù)，單位為ppm/℃(1ppm=10-6)，表示當溫度變化1℃時，輸出電壓變化的百分比。表達式可以表示為[1]：

其中，Vmax、Vmin分別為基準電壓的最大值和最小值；Vmean為基準電壓的平均值；Tmax和Tmin分別為溫度的最大值和最小值。

③電源抑制比PSRR(Power Supply Rejection Ratio)

電源抑制比是反映因電源電壓的變化而引起的輸出電壓的變化，一般用分貝(dB)來表征。電源抑制比的定義是電源電壓變化率與輸出電壓變化率的比值，如式(4)所示[3]。

2 帶隙基準電壓源的設計

2.1 利用PTAT電流產(chǎn)生基準電壓源

如果兩個雙極型晶體管工作在不相等的電流密度下，那么它們的基極—發(fā)射極電壓的差值就與絕對溫度成正比。那么將該電壓差值作用在一個電阻上，并利用電流鏡拷貝流過該電阻的電流，就可以獲得PTAT電流。圖2給出的是一個常用的產(chǎn)生PTAT電流的電路拓撲結構。

圖2 PTAT電流生成電路

在圖2所示的拓撲結構中，M1、M2和M3構成電流鏡，并且有

將圖2中電路結構改為圖3所示。

圖3 帶隙電壓基準電路

將PTAT電流I3流過電阻R2，從而產(chǎn)生PTAT電壓I3·R2，再將這個電壓加到雙極型晶體管Q3的基極-發(fā)射極電壓上，從而獲得輸出基準電壓：

當R1，R2，M和n滿足關系時，帶隙電壓基準源可以在T=300K時獲得零溫度系數(shù)。

計算基準源的輸出噪聲是一個非常必要的過程，下面將對圖3帶隙電壓基準電路的輸出噪聲的計算進行介紹。

如圖4是圖3中帶隙電壓基準的原理框圖。

圖4 帶隙基準電壓源的原理框圖

A1是誤差放大器，增益為AV1；B1是M5作為PMOS輸入管、R1和Q1作為負載的共源極放大器，增益為β1；B2是M6作為輸入管、Q2作為負載的共源極放大器，增益為β2；A2是M8作為輸入管，R2和Q3作為負載的的共源極放大器，增益為AV2。由圖4得反饋環(huán)路的傳遞函數(shù)為：

由此，當誤差放大器的增益足夠大時，從式（9）式可以得出由A1，B1和B2構成的反饋環(huán)路的閉環(huán)增益為：

其中，RQi表示雙極型晶體管Qi發(fā)射極對地的等效電阻：

此外，供圖3中可得基準電壓表達式為：

為了使得到的基準電壓源擁有零溫度系數(shù)，還需要滿足：

得到從誤差放大器輸入端到基準電壓輸出端的總增益為:

綜合考慮MOS管的熱噪聲和閃爍噪聲。MOS管溝道中噪聲電流的譜密度為：

利用PATA電流產(chǎn)生基準電壓源電路不能直接為負載提供電流，需要在帶隙電壓基準源和負載間加入緩沖級（buffer），通過緩沖級為負載提供電流。因為負載如果直接從該帶隙基準電壓源的輸出端獲得電流，則該電流是PATA電流I3中的一部分，由于負載對供電電流的需求不一定和絕對溫度成正比，因此無法保證流過電阻R2的電流和絕對溫度成正比，這就破壞了產(chǎn)生和溫度無關電壓基準源的基礎，使帶隙電壓基準源失去原有的作用。而且負載對供電電流需求的改變會直接影響帶隙電壓基準的輸出電壓，因此若使用該種帶隙電壓基準結構，必須同時使用緩沖器將帶隙電壓基準源與其負載隔離[1]。

2.2 整體電路的實現(xiàn)

采用無錫華潤上華公司（CSMC）的0．5umCMOS混合信號工藝庫，設計了一個帶隙電壓基準，并對帶隙電壓基準的電阻、溫度和噪聲特性進行優(yōu)化得到帶隙電壓基準的整體電路結構如圖4所示。

圖5 帶隙電壓基準具體電路

其中M0～M4管構成誤差放大器，用來使節(jié)點X和Y擁有相同的電位。M7和M9管為誤差放大器提供偏置電壓。表1列出了MOS管、電阻和雙極型晶體管的初始參數(shù)。

表1 帶隙電壓基準MOS管參數(shù)

因為M5、M6和M8擁有相同的寬長比，式（8）中M=1。為了獲得零溫度系數(shù)的帶隙電壓基準，電阻R1和R2需滿足下面的關系：

以此關系，令R1=26 kΩ，則R1=230 kΩ。

3 仿真結果分析

衡量一個帶隙基準源性能優(yōu)劣的指標主要有溫漂系數(shù)、輸出噪聲、電源抑制比和瞬態(tài)響應。利用Candance仿真器，基于CSMC的0．5umCMOS混合信號工藝，主要對基準源的溫度特性進行仿真與分析。

圖6 輸出電壓溫度特性

圖7 R2值優(yōu)化結果

圖6 所示為-40℃～85℃時基準源的輸出電壓溫度特性?？梢钥闯鰩痘鶞孰妷弘S溫度的升高而下降，這表明基準電壓中的正溫度系數(shù)過小，

從圖7可以判斷出，當R2電阻值為288 kΩ時，基準電壓隨溫度的升高而降低；但是當R2的電阻值為345 kΩ時，基準電壓隨溫度的升高而升高。因此R2合適的阻值在288～345 kΩ的范圍內(nèi)。再次對參數(shù)進行優(yōu)化得到，當R2=316 kΩ時，基準電壓有最好的溫度特性。

為了能夠更好地了解該帶隙基準電壓源的溫度特性，這里利用Cadence軟件中的“Calculator”工具計算出了帶隙電壓基準源在不同R2值下，不同的溫漂系數(shù)。如圖8所示

圖8 溫漂系數(shù)

從圖8可以看出，當R2電阻的阻值為316．5 kΩ時，帶隙電壓基準源有最小的溫漂系數(shù)，即 13．749 8 ppm/℃[6-7]。

4 結論

本文通過對帶隙基準源的工作原理與參數(shù)性能影響因素的分析，實現(xiàn)了一種利用PATA電流產(chǎn)生基準電壓的基準源。利用Cadence軟件對各參數(shù)進行仿真分析，并通過優(yōu)化得到，當R2=316 kΩ時，基準電壓有最好的溫度特性；在該溫度時，帶隙基準電壓源有最小的溫漂系數(shù)。

[1] 何樂年,王憶．模擬集成電路設計與仿真[M]．北京:科學出版社,2008．

[2] 吳金,姚建楠,常昌遠．CMOS模擬IP線性集成電路[M]．南京:東南大學出版社,2007．

[3] 于國義．低壓低功耗CMOS基準參考源的設計[D]．武漢:華中科技大學,2006．

[4] 畢查德·拉扎維．模擬CMOS集成電路設計[M]．陳貴燦,程軍,張瑞智 譯．西安:西安交通大學出版社,2003．

[5] Ka Nang Leung, Philip K T Mok． Analysis of multistage amplifier-frequency compensation[J]． IEEE Transactions on Circuits and Systems-Ⅰ:Fundamental Theory and Applications,2001,48(9)．

[6] Chih-Min Yu, Zhi-Ming Lin, Jun-Da Chen．A Low Voltage High Unity-Gain Bandwidth CMOS Op-Amp[C]．The 2004 IEEE Asia-Pacific Conference on Circuits and Systems,2004．45-48．

[7] LEE I,KIM G,KIM W． Exponential curvaturecompensated BiCMOS bandgap references[J]．IEEE Journal of Solid-State Circuits,1994,29(11):1396-1403．

[8] 代國定,徐洋,李衛(wèi)敏 等．高性能分段溫度曲率補償基準電壓源設計[J]．浙江大學學報:工學版,2010,44(11):45-50．