王 勉， 郭永剛， 趙高院

（陜西烽火通信技術(shù)有限公司，西安 710075）

0 引言

雙音多頻信號（Double Tone Multi Frequency）是指電話撥號中脈沖信號和音頻信號中音頻信號的撥號方式。也就是電話撥號時，每按一個鍵，有兩個音頻頻率疊加成一個雙音信號。雙音多頻信號（DTMF）檢測與識別在市場上有著很多成熟的芯片，能夠可靠地完成這一功能；但是隨著設(shè)備體積的縮小，以及對設(shè)備功耗的進一步要求。我們越來越傾向于使用軟件來代替這個芯片。STM32系列屬于ARM CortexTM-M3，是一款高性能、低成本、低功耗的32位RISC處理器?，F(xiàn)如今被廣泛地用于移動設(shè)備的主控制器系統(tǒng)。使用這款芯片來完成DTMF檢測的功能，可以不增加任何成本和功耗。

1 音頻信號采樣

1.1 典型主控系統(tǒng)介紹

隨著集成度的不斷提高，MCU的功能在不斷增強，如圖1所示。單片STM32F1系列芯片可以完成諸如液晶顯示、鍵盤掃描、與系統(tǒng)信道通訊，通過USB或者 USART與PC交互數(shù)據(jù)，甚至通過以太網(wǎng)物理層PHY芯片，接入Internet。

圖1 中為典型主控示意圖

現(xiàn)如今大多數(shù)主控芯片都集成 ADC，DAC這樣的外設(shè)，這使得我們在不用增加任何外圍電路情況下，就能很方便地進行數(shù)據(jù)采集。STM32的AD分辨率是12位的，在CPU主頻56 MHz時。轉(zhuǎn)換時間為1 μs，也就是1MHz的采樣率。

1.2 DTMF手柄引腳定義圖

為了減少連線的數(shù)目，MIC和DTMF信號線是復用，兩者的復用是非常合理的，因為音頻信號也要經(jīng)過采樣，然后音頻編碼（俗稱聲碼化）。兩個信號也不會同時有效。這樣一來，也節(jié)省了AD的數(shù)目。但是 MIC產(chǎn)生的音頻信號，有可能會干擾DTMF，造成誤判斷。

圖2 DTMF手柄引腳定義圖

人的語音可以分為清音、濁音兩種。清音的頻譜接近白噪聲，不會對我們的檢測造成影響；濁音從發(fā)聲過程來講是聲帶的震動，通過鼻腔和口腔的共鳴腔形成，有明顯的周期性，在頻譜上有明顯的雙音特性，影響我們的判斷；與DTMF明顯的區(qū)別在于，濁音有明顯的二次諧波分量，因此對二次諧波的判斷，可以幫我區(qū)分話音和DTMF信號。

1.3 硬件采樣電路

采樣電路如圖3所示。

圖3 低通濾波器硬件電路

A：因為STM32的引腳的最小電壓輸入為 VSS-0．3 V，音頻信號輸入均值為零，必須為這個信號疊加直流信號，以免造成信號的失真和芯片的損壞；

B：電容C221, C220,電阻 R147, R148組成了簡單的抗混疊濾波器。濾波器只有信號頻率超過了500 kHz時，才能起到很好的抗混疊作用。因為產(chǎn)品中的發(fā)射頻率工作在800 MHz，對發(fā)射主頻能起到很好的抗混疊作用。對于500 kHz以下的干擾信號，和發(fā)射頻率交叉調(diào)制帶來的干擾就無能為力。為了進一步提高可靠性， DTMF手柄與機器的連線必須使用屏蔽線，手柄的地線采用獨立接地來減少ADC采樣前端的干擾。

1.4 采樣頻率的選擇：

采樣的語音信號帶寬為300 Hz-3 kHz，為了滿足奈奎斯特采樣法則，我們選擇采樣頻率Fs =8 kHz。這個頻率在u_PCM編碼中也被廣泛采用。

1.5 STM32芯片的配置

系統(tǒng)采樣率Fs =8kHz，我們要求它的頻率穩(wěn)定度一般為100ppm；而程序運行時間的長短不容易控制，產(chǎn)品中我們采用定時器TIM2，ADC1，DMA1三個外設(shè)協(xié)同工作來完成，從而保證頻率穩(wěn)定度。數(shù)據(jù)采樣流程圖如圖4所示。

圖4 數(shù)據(jù)采樣流程圖

在連續(xù)采樣中，使用這種方法的好處是，不需要CPU的參與，所有的采樣工作都是在硬件上實現(xiàn)了，可靠性好，能夠準確的保證8 kHz的采樣率。缺點是程序移植困難。有些芯片上不支持DMA,就無法實現(xiàn)了；好在現(xiàn)在芯片大多數(shù)都支持這些外設(shè)。

2 戈澤爾算法介紹

Goertzel算法俗稱戈澤爾算法。它的原理是利用2個極點的IIR濾波器計算離散傅里葉變換，能夠高效地提取頻譜信息。戈澤爾算法描述如下：

(a)從n= 0,…,N遞歸計算

Min(Fr -Fc)= 73Hz

所以Δf＜73;

當 Fs=8 kHz;

N＞110。

在戈澤爾算法中，雖然N必須取整數(shù)，但是對 k的取值沒有限制，而且我們所需要的是：

我們在MATLAB上計算得到 8個頻率所對應(yīng)的CONSTAT_VALUE，因為CPU支持定點運算，存儲類型為 INT16，歸一化處理如下：

3 N值的選擇

3.1 N值的物理意義

在程序計算過程中，N為每次運算的采樣點數(shù)。N值的選擇決定了最小頻率關(guān)系。從上一節(jié)中我們得出：

N＞110。

3.2 N值選擇受限于檢測按鍵的時間長短和人們的操作習慣

根據(jù)人們的按鍵習慣，每次按鍵的時間大約在60-200 ms左右，機械操作抖動是不可避免的，所以需要去抖動。如果以每采到2次相同按鍵來去抖動，每次的檢測時間不應(yīng)該大于30 ms。

3.3 N值選擇受限于CPU硬件因素

在實際應(yīng)用中，因為使用的是定點運算，所以N 的選擇還要考慮到計算過程中的精度和溢出。戈澤爾算法是DFT的一種快速實現(xiàn)，所以DFT的溢出問題在戈澤爾算法中同樣存在。根據(jù)帕塞瓦爾定理：

X(k)2的均方值是x(n)2均方值的N倍，因此如果不采取有效措施，溢出是不可避免的；不僅如此，因為我們要選取的是單音信號，所以有如下公式成立：

這個公式對工程運算十分重要，它直接決定了我們的運算結(jié)果會不會溢出。給我們提供了自動增益控制穩(wěn)態(tài)值的選擇范圍。具體用法如下。

(a) 輸入信號x(t)=A*cos(t); A=3 V, AD的最大動態(tài)范圍

(b) Fs = 8000;

(c) 采樣信號為x(n)= B*cos(n/Fs);

(d) ADC采樣精度為12 bit，考慮到符號位所以B = 210；

(e) CPU的 加 法 器 為32bit,所 以MAX(X(K0)2) =231

利用公式 （13）得到

所以N=64，不滿足 N＞110的要求。

為了滿足頻率分辨率的要求，我們只有通過自動增益控制來實現(xiàn)。

4 自動增益控制

我們使用的參考電壓VREF+為3 V。在輸入信號Vpp大于這個動態(tài)范圍時，就會產(chǎn)生溢出。經(jīng)過戈澤爾算法后出現(xiàn)諧波成分，造成誤判斷；當信號幅度過小，沒有足夠的信噪比時，會造成漏判斷。

在AD采樣前，通過硬件電路進行壓縮放大，防止信號超過最大動態(tài)范圍，造成AD溢出。

(1)硬件音頻放大Ssm2167 進行壓縮放大；

圖5 音頻壓縮放大硬件電路

ssm2167的輸入動態(tài)范圍可以達到50 dB，提高了設(shè)備的兼容性。

(2)軟件音頻壓縮，保證DFT運算不溢出。

上一節(jié)中已經(jīng)仔細論證了軟件壓縮的重要性，在此給出程序流圖如圖6所示。

圖6 音頻壓放時序圖

5 實驗測試結(jié)果

工程測試中，采用 cr-cooledit軟件生成測試音頻文件。通PC耳機插孔接入目標板。測試文件包括：

(1) 標準DTMF測試文件 600 s，每組雙音持續(xù)時間為25 ms。相當于24000個DTMF信號。

(2) 非標準測試文件600 s，每組雙音持續(xù)時間為25ms。

(3) 音樂文件 600 s。

(4) 語音文件 600 s。

輸入動態(tài)范圍測試，音頻輸入1mvRMS—1VRMS，60dB動態(tài)范圍的情況下，標準測試文件能夠準確識別，識別率 100%。在同樣的動態(tài)范圍下，非標準文件，音樂文件，和語音文件的全部拒識，拒識率 100%。

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