李東野

東南大學(xué)軟件學(xué)院，南京 210096

直流電源SPWM級聯(lián)式多電平高壓變頻器的建模與仿真

李東野

東南大學(xué)軟件學(xué)院，南京 210096

闡述了直流電源SPWM級聯(lián)式多電平逆變器工作原理，并應(yīng)用于高壓變頻器的逆變部分，介紹了其建模和仿真過程，并與傳統(tǒng)2H橋級聯(lián)式變頻器進(jìn)行比較。仿真結(jié)果表明直流電源SPWM級聯(lián)式多電平高壓變頻器具有輸入功率因數(shù)高，輸出波形穩(wěn)定、諧波污染和損耗小、所用電力電子器件數(shù)量少的優(yōu)點(diǎn)。

直流電源；SPWM級聯(lián)；多電平逆變器；高壓變頻器；仿真

引言

變頻器的調(diào)速性能和節(jié)能作用非常理想，其中高壓變頻器作為一種高效的節(jié)能手段一直是變頻器研究領(lǐng)域的熱點(diǎn)。目前已得到廣泛應(yīng)用的高壓變頻器逆變部分多采用2H橋級聯(lián)式多電平逆變器，如美國羅賓康公司的完美無諧波變頻器，日本三菱電機(jī)公司的PMT-F500HV變頻器，日本東芝公司的TOSVERT-MV變頻器。文獻(xiàn)[4]中提出的直流電源SPWM級聯(lián)式逆變器是一種新型級聯(lián)式多電平逆變器，該型多電平逆變器中心思想是將級聯(lián)疊加與SPWM控制從逆變器移到直流電源上，對直流電源進(jìn)行SPWM控制和級聯(lián)疊加。在相同市電電網(wǎng)輸入整流電路、相同控制方式、相同輸出電壓波形和輸出電壓表示式的條件下，與2H橋級聯(lián)式多電平逆變器相比，所用開關(guān)器件減少，等效開關(guān)次數(shù)降低，可使逆變開關(guān)工作在ZVS狀態(tài)而選擇低頻開關(guān)器件GTO或SCR作開關(guān)，從而使高壓變頻器具有體積小、質(zhì)量輕、效率高以及成本低的特點(diǎn)。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展和自動化程度的提高，使系統(tǒng)中許多計算和控制問題變得復(fù)雜，基于安全和經(jīng)濟(jì)的角度考慮，通過運(yùn)用系統(tǒng)仿真是必要、合理的，本文通過MATLAB軟件對應(yīng)用此類新型級聯(lián)式多電平逆變器的變頻器建模和仿真，并對仿真結(jié)果進(jìn)行比較分析。

1 原理介紹

文獻(xiàn)[4]中提出的直流電源SPWM級聯(lián)式逆變電路，其級聯(lián)疊加的條件為：

①N個獨(dú)立直流電源的電壓必須相等；

②獨(dú)立直流電壓級聯(lián)疊加的控制應(yīng)采用載波三角波移相SPWM控制以保證控制開關(guān)S1-Sn流過相同的功率；

③SPWM控制只在疊加控制開關(guān)上實(shí)現(xiàn)，逆變開關(guān)上不進(jìn)行SPWM控制；

④獨(dú)立直流電源的個數(shù)為N=(m-1)/2，m為電平數(shù)。

以五個獨(dú)立直流電源SPWM級聯(lián)為例，電路由五個獨(dú)立SPWM直流電源級聯(lián)疊加電路與一個全橋同步式逆變器構(gòu)成。其主電路如圖1所示。

圖2 控制電路原理圖

控制方式采用單極性載波三角波移相SPWM控制，可對逆變器進(jìn)行調(diào)壓并有利于改善輸出電壓波形，控制電路如圖2所示。5個直流電源Udco1-Udco5分別對應(yīng)載波三角波Uc1-Uc5；Uc1-Uc5依次超前72°。5個載波三角波共用一個經(jīng)過全波整流的正弦電壓作為調(diào)制波Us，使它們的輸出電壓具有相同的基波，這樣做有利于級聯(lián)疊加。當(dāng)開關(guān)Sn（n=1,2，…，5）開通，對應(yīng)的疊加二極管Dn反偏而關(guān)斷，所控制的直流電源被接入輸出電路。控制開關(guān)可部分開通，也可全部開通。哪個開通，哪個開關(guān)鎖對應(yīng)的疊加二極管就關(guān)斷，哪個對應(yīng)的獨(dú)立直流電源就被接入輸出電路，級聯(lián)疊加后的輸出電壓Ua就輸出哪個獨(dú)立直流電源的電壓；相反，哪個控制開關(guān)不開通，與此對應(yīng)的獨(dú)立直流電源就不能接入輸出電路，級聯(lián)疊加后的輸出電壓Ua中就不輸出哪個獨(dú)立直流電源的電壓。例如S1的開通由Us>Uc1的部分產(chǎn)生SPWM脈沖控制，S1導(dǎo)通時相應(yīng)的獨(dú)立直流電源Ud1被接入輸出電路。反之，關(guān)斷由Us

圖3 變頻器電位疊加原理

高壓變頻器輸入整流電路采用30相二極管整流電路方案，此方案可使29次以下的輸入電流諧波明顯減小。移相變壓器具有15個二次繞組，采用延邊三角形連接，分為5個不同的相位組，每個相位相互差120°，從而形成30脈波的二極管整流電路。這種電路輸入電流中僅含30K±1次諧波，理論上30脈波的整流電路可以將29次以下的諧波都消除，從而可以提高輸入的功率因數(shù)。在輸出相電壓中，將消除5F±1次以下的諧波（F為SPWM調(diào)制的載波比），以及m=5以下的載波諧波和其上、下邊頻。當(dāng)F=ωc/ωs=20時，在輸出相電壓中將消除20×5±1=100±1次以下的諧波。逆變部分中的每一相均采用上述直流電源SPWM級聯(lián)式逆變電路。因為每相中只有一個全橋逆變電路，考慮到開關(guān)器件的耐壓等級，選擇線電壓輸出為3kv的變頻器為研究和仿真對象。更高電壓等級的變頻器可以通過N×N’的獨(dú)立直流電源SPWM級聯(lián)式逆變電路實(shí)現(xiàn)，即將N個直流電源級聯(lián)，經(jīng)逆變電路后，串聯(lián)或并聯(lián)N’個相同單元，實(shí)現(xiàn)更高電壓或電流等級的輸出。電網(wǎng)電壓經(jīng)過移相變壓器降壓、整流后給逆變電路供電。對于額定輸出電壓為3kV的變頻器，每一相由5個額定電壓為347V的電源串聯(lián)，之后接逆變電路組成，輸出相電壓1735V，對應(yīng)的輸出線電壓可達(dá)3kV，如圖3所示。輸出線電壓3kV的變頻器主電路結(jié)構(gòu)由圖1中相位相差120°的三相電路組成。

圖1 單相直流電壓SPWM級聯(lián)逆變電路

圖4 直流電源SPWM級聯(lián)式變頻器仿真模型

2 仿真研究

使用SIMULINK對直流電源SPWM級聯(lián)式變頻器系統(tǒng)建模，模型主要包括控制電路、逆變電路和整流電路。

2.1 逆變電路控制脈沖模型

變頻器逆變部分采用單極性載波三角波移相SPWM控制。單極性載波三角波由repeating sequence模塊產(chǎn)生，通過改變模塊中的時間、幅值參數(shù)來調(diào)節(jié)三角波的頻率。當(dāng)調(diào)制波幅值大于載波三角波幅值時，輸出1，反之輸出0，用此方法產(chǎn)生的脈沖控制單極性載波三角波對應(yīng)的控制開關(guān)的通斷。單極性載波三角波Uc1-Uc5依次超前72°。三角波依次命名為三角波1（初始相位為0°），三角波2（初始相位為72°），三角波3（初始相位為144°），三角波4（初始相位為216°），三角波5（初始相位為288°）。

2.2 單相電路模型

輸入采用三相交流電壓源，線電壓380V。單相電路中包含了整流和逆變部分。

整流部分由移相變壓器，整流電路組成。三相電源首先經(jīng)過移相變壓器，整流后為逆變電路提供電源。變壓器使得每一個逆變電路的電源隔離而相互獨(dú)立，減少了逆變電路中直流電源間的影響。移相變壓器依次超前24°、12°、0°，滯后12°，24°。將此電路命名并封裝為30相整流子系統(tǒng)。

逆變部分中S1-S5為SPWM控制開關(guān)，S6-S9為同步逆變開關(guān)，均選用適用于高頻的IGBT，D1-D5為二極管，分別與S1-S5對應(yīng)并且通斷恰與其相反。但在載波比較大時，需要D1-D5通斷頻率很高，即要求D1-D5的導(dǎo)通和關(guān)斷時間很短，此時二極管的開通與關(guān)斷時間不能滿足通斷要求，影響波形，這種情況下需采用IGBT，即S10-S14分別對應(yīng)D1-D5，其門極信號分別與S1-S5的門極信號互補(bǔ)。三角波載波1-5分別給S1-S5的門極發(fā)出SPWM脈沖，互補(bǔ)信號分別送到S10-S14的門極。將此電路命名并封裝為A相逆變子系統(tǒng)。直流電源SPWM級聯(lián)式逆變器所用開關(guān)器件比相同數(shù)量級聯(lián)的2H橋逆變器少了6個，如在較低載波比時，即使用二極管時，則減少了11個。隨著IGBT使用數(shù)量的減少，工作于SPWM控制的開關(guān)減少，開關(guān)次數(shù)降低，損耗降低，有助于節(jié)約能源，表現(xiàn)了該型電路的節(jié)能優(yōu)勢。

將封裝好的整流部分和逆變部分連接組成單相電路。

2.3 三相3kv變頻器模型

將封裝好的單相模型，分別接入相位相差120°的調(diào)制波信號，即A相0°，B相-120°，C相120°。單極性載波三角波頻率設(shè)為1000Hz，正弦調(diào)制波的頻率設(shè)為50Hz，設(shè)置載波比F為20，三角波幅值設(shè)為1，正弦調(diào)制波的幅值設(shè)為1，m=1。變頻器模型如圖4所示。

2.4 與2H橋級聯(lián)式變頻器的比較

圖5 直流電源SPWM級聯(lián)式變頻器線電壓

對搭建好的模型進(jìn)行仿真，得到直流電源SPWM級聯(lián)式變頻器的線電壓輸出波形如圖5所示,線電壓由21電平組成。在相同輸入下，每相均采用5個2H橋級聯(lián)且同樣采用單極性載波三角波移相SPWM控制方式的級聯(lián)式變頻器進(jìn)行建模和仿真，線電壓輸出波形如圖6所示。

運(yùn)用FFT analysis Tool對兩個線電壓輸出波形進(jìn)行諧波分析，結(jié)果表明直流電源SPWM級聯(lián)式變頻器輸出線電壓波形穩(wěn)態(tài)時非常接近正弦波，與應(yīng)用廣泛的2H橋級聯(lián)式變頻器輸出線電壓波形可以達(dá)到同一等級，且諧波含量低，并且直流電源SPWM級聯(lián)式變頻器中逆變部分比2H橋級聯(lián)式變頻器逆變部分所用的開關(guān)器件更少，因此等效總開關(guān)次數(shù)更低，損耗更小，成本更低，節(jié)能效果更好。

圖6 H橋級聯(lián)式變頻器線電壓

3 結(jié)語

本文闡述了直流電源SPWM級聯(lián)式逆變器的原理以及使用該逆變器的3kv高壓變頻器建模過程及仿真結(jié)果。仿真結(jié)果表明直流電源SPWM級聯(lián)式多電平變頻器輸出線電壓波形接近正弦波，且電壓諧波含量低，比采用2H橋級聯(lián)式逆變器的變頻器使用的開關(guān)器件更少，更節(jié)能，成本更低。仿真過程和結(jié)果分析對直流電源SPWM級聯(lián)式多電平逆變器的推廣、應(yīng)用以及、高壓變頻器的研究和開發(fā)有一定的參考價值。

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Modeling and Simulation of DC Power Supply SPWM Cascaded Multi-Level High Voltage Converter

Li Dongye
Institute of Software Engineering，Southeast University，Nanjing 210096，China

The basic principle of the DC power supply PWM cascaded multi-level inverter is introduced，the process of simulating and model constructing of the DC power supply PWM cascaded multi-level high voltage converter are recommended．The results of simulation show that the DC power supply PWM cascaded multi-level high voltage converter has the advantage for the characteristics of high input power factor，good output wave，little harmonic pollution and loss and fewer power electronic devices.

PC power supply；SPWM cascaded；multi-level；high voltage converter；simulation

10.3969/j.issn.1001-8972.2013.07.056

李東野（1987.02-）.男，在讀碩士研究生，東南大學(xué)軟件學(xué)院，軟件工程專業(yè)。