魏 燊，王宇野

(哈爾濱工程大學(xué) 信息與通信工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱150001)

現(xiàn)代電氣傳動(dòng)廣泛采用全控型電力電子器件組成的PWM變換器拓?fù)?。?jīng)典的直流電機(jī)或交流電機(jī)驅(qū)動(dòng)［1］:一般采用工頻交流電經(jīng)不可控整流和無(wú)源電容濾波后獲得比較平滑的直流電，由4只電力電子器件組成的H橋或由6只電力電子器件組成的雙H橋PWM變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分別驅(qū)動(dòng)直流電機(jī)和交流電機(jī)。為獲得較為平滑的直流電，在直流母線中間級(jí)并聯(lián)較大的無(wú)源電容，該電容主要起到濾波、儲(chǔ)能和提供無(wú)功緩沖作用。電動(dòng)負(fù)載模擬器［2－3］是被動(dòng)式轉(zhuǎn)矩伺服系統(tǒng)，舵機(jī)拖動(dòng)加載電機(jī)作主動(dòng)位置伺服運(yùn)動(dòng)，對(duì)加載電機(jī)而言，其運(yùn)動(dòng)是被動(dòng)的，在運(yùn)動(dòng)中為舵機(jī)實(shí)現(xiàn)有效載荷譜加載。加載電機(jī)存在電動(dòng)和回饋制動(dòng)兩種運(yùn)行狀態(tài)，在回饋制動(dòng)運(yùn)行時(shí)，制動(dòng)電流通過(guò)PWM變換器開關(guān)器件反并聯(lián)二極管續(xù)流回饋給直流母線電容，制動(dòng)能量的不斷積累，導(dǎo)致直流母線電壓發(fā)生泵升，該能量泄放一般通過(guò)并聯(lián)在直流母線的制動(dòng)電阻實(shí)現(xiàn)［4］。研究表明，加載電機(jī)制動(dòng)能量的快速有效地泄放和制動(dòng)電流有效地控制，對(duì)實(shí)現(xiàn)加載轉(zhuǎn)矩平滑換相、拓寬加載系統(tǒng)的加載頻寬以及提高加載精度均有著重要的工程實(shí)用價(jià)值。其中，通過(guò)電阻將能量消耗掉是相對(duì)簡(jiǎn)單的方法。

1 基本結(jié)構(gòu)

耗散型PWM變換器結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

以驅(qū)動(dòng)直流伺服電機(jī)為例，圖中Ud為直流電源，Q1和Q3為超前橋臂，Q2和Q4為滯后橋臂，D1～D6分別為Q1～Q4的內(nèi)部寄生二極管，D5～D8、Q5和電阻R組成雙向開關(guān)耗散網(wǎng)絡(luò)，D9和D10為直流伺服電機(jī)制動(dòng)電流阻斷二極管［5］。

2 加載方式分析

電機(jī)的加載方式有多種，下面主要對(duì)無(wú)擾恒值加載和無(wú)擾正弦加載進(jìn)行論述分析。

2.1 無(wú)擾恒值加載

耗散型PWM變換器［6］控制方式采用雙極性控制，變換器功率管驅(qū)動(dòng)波形Q1和Q4、Q2和Q3、Q5、電樞電壓ua及電樞電流波形ia如圖2所示。

圖2 PWM控制波形及電樞電壓、電流波形

在分析之前，作如下假設(shè):

(1)所有開關(guān)、二極管、電感、電阻均是理想器件。

(2)PWM開關(guān)周期遠(yuǎn)小于電動(dòng)機(jī)的時(shí)間常數(shù)。

(3)系統(tǒng)工作在準(zhǔn)穩(wěn)定工作狀態(tài)，電樞電流ia呈周期性脈動(dòng)變化。

(4)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)速的變化可忽略不計(jì)。

1)工作模式0［0～t1］。［0～t1］，對(duì)應(yīng)于圖3(a)。Q1和Q4導(dǎo)通，電流經(jīng)電源Ud正極經(jīng)二極管D9、Q1、直流伺服電機(jī)、Q4和二極管D10回到電源Ud負(fù)極。電樞回路方程為

式中，Ra為電樞電阻;La為電樞電感;Ea為反電動(dòng)勢(shì)。

2)工作模式1［t1～T］。［t1～T］，對(duì)應(yīng)于圖3(b)。Q1和Q4關(guān)斷，Q2、Q3和Q5導(dǎo)通。由于二極管D9和D10的反向阻斷作用，電流經(jīng)電源Ud正極經(jīng)D5、Q5、電阻R、D8和直流伺服電機(jī)回到電源Ud負(fù)極。電樞回路方程為

式中，t'=t－t1。電流ia在最小值與最大值之間脈動(dòng)，ia1(0)=ia.min，ia1(t1)=ia.max，則由上式可求出t=t1時(shí)的電動(dòng)機(jī)電流

圖3 工作模式等效電路

則得雙極性控制模式帶耗散網(wǎng)絡(luò)PWM控制系統(tǒng)并考慮電氣時(shí)間常數(shù)較小時(shí)電樞電流脈動(dòng)量為

式中，Is=Ud/Ra。由式(7)，式(8)可得，制動(dòng)電流通過(guò)雙向開關(guān)耗散網(wǎng)絡(luò)變得可控，增加耗散電阻網(wǎng)絡(luò)電阻阻值，可快速衰減制動(dòng)電流的幅值和減小電樞電流的脈動(dòng)，這對(duì)電動(dòng)負(fù)載模擬器轉(zhuǎn)矩跟蹤控制的快速性和減小脈動(dòng)均有利，同時(shí)該耗散電阻網(wǎng)絡(luò)為制動(dòng)電流提供有效制動(dòng)能量泄放回路，并對(duì)提高加載系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和加載頻寬起著重要作用。

伺服系統(tǒng)動(dòng)力學(xué)方程為

式中，Te為直流電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩;KT為轉(zhuǎn)矩常數(shù);TL為加載轉(zhuǎn)矩;J為傳動(dòng)軸系的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量;θm和θf(wàn)分別為直流電機(jī)和舵機(jī)的角位移。由于加載方式為無(wú)擾，即θf(wàn)=0;Kf為加載電機(jī)與舵機(jī)之間的耦合剛度系數(shù)。

無(wú)擾恒值加載方式，即給定轉(zhuǎn)矩TL=TLmax。由上述公式可推出加載指令電流為

聯(lián)立式(1)、式(2)和式(13)，調(diào)節(jié)占空比使電樞電流按照指令電流變化，加載電機(jī)輸出恒值的加載轉(zhuǎn)矩，從而滿足舵機(jī)對(duì)無(wú)擾恒值加載需求。

2.2 無(wú)擾正弦工作過(guò)程分析

無(wú)擾正弦工作過(guò)程各種工作模式等效電路如圖4所示。PWM控制波形及電樞電壓和電流波形如圖5所示。

圖4 工作模式等效電路

圖5 PWM控制波形及電樞電壓、電流波形

Q5的驅(qū)動(dòng)脈沖為:當(dāng)電樞電壓通過(guò)H橋兩電平PWM變換器調(diào)制成正弦波時(shí)，平均電樞電壓ua正半周時(shí)，Q5與Q2、Q3驅(qū)動(dòng)脈沖同步;平均電樞電壓ua負(fù)半周時(shí)，Q5與Q1、Q4驅(qū)動(dòng)脈沖同步，下一周期，周而復(fù)始。在一個(gè)加載周期內(nèi)，PWM變換器共有4種工作模態(tài):

(1)工作模態(tài)0。對(duì)應(yīng)于圖4(a)所示。Q1和Q4導(dǎo)通，電流經(jīng)電源Ud正極經(jīng)二極管D9、Q1、直流伺服電機(jī)、Q4和二極管D10回到電源Ud負(fù)極，加載直流電機(jī)工作在電動(dòng)狀態(tài)。電樞回路方程為

(2)工作模態(tài)1。對(duì)應(yīng)于圖4(b)所示。Q1和Q4關(guān)斷，Q2、Q3和Q5導(dǎo)通。由于二極管D9和D10的反向阻斷作用，電流經(jīng)電源Ud正極經(jīng)D5、Q5、電阻R5、D8和直流伺服電機(jī)回到電源Ud負(fù)極，加載直流電機(jī)工作在反向制動(dòng)狀態(tài)，制動(dòng)電流通路如圖所示。電樞回路方程為

當(dāng)電樞電壓被兩電平調(diào)制成正弦波正半周時(shí)，上述工作過(guò)程在模態(tài)0和模態(tài)1之間反復(fù)切換，周而復(fù)始。

(3)工作模態(tài)2。對(duì)應(yīng)于圖4(c)所示。Q2和Q3導(dǎo)通，電流經(jīng)電源Ud正極經(jīng)二極管D9、Q2、直流伺服電機(jī)、Q3和二極管D10回到電源Ud負(fù)極，加載直流電機(jī)工作在反向電動(dòng)狀態(tài)。電樞回路方程為

(4)工作模態(tài)3。對(duì)應(yīng)于圖4(d)所示。Q2和Q3關(guān)斷，Q1、Q4和Q5導(dǎo)通。由于二極管D9和D10的反向阻斷作用，電流經(jīng)電源Ud正極經(jīng)D6、Q5、電阻R5、D7和直流伺服電機(jī)回到電源Ud負(fù)極，加載直流電機(jī)工作在正向制動(dòng)狀態(tài)。電樞回路方程為

當(dāng)電樞電壓被兩電平調(diào)制成正弦波負(fù)半周時(shí)，上述工作過(guò)程在模態(tài)2和模態(tài)3之間反復(fù)切換，周而復(fù)始。

在電樞電壓為正弦波正半周時(shí)，聯(lián)立求解式(14)和式(15)，可求出電樞電壓正半周時(shí)對(duì)應(yīng)的電樞電流。同理，可求出電樞電壓負(fù)半周時(shí)對(duì)應(yīng)的電樞電流，由于電樞電壓是脈動(dòng)的，電樞電流和加載轉(zhuǎn)矩也是脈動(dòng)的。

無(wú)擾正弦加載方式，即給定轉(zhuǎn)矩TL=±TLmaxsinωt。由式(10)、式(11)和式(12)得，加載指令電流為

聯(lián)立式(14)～式(18)，調(diào)節(jié)占空比使電樞電流按照指令電流變化，加載電機(jī)輸出正弦的加載轉(zhuǎn)矩，從而滿足舵機(jī)對(duì)無(wú)擾正弦加載的需求。

3 仿真分析

(1)無(wú)擾恒值加載實(shí)驗(yàn)。舵機(jī)為零位置伺服系統(tǒng)，加載系統(tǒng)為舵機(jī)施加恒值30 N·m加載轉(zhuǎn)矩。圖6為市電經(jīng)過(guò)二極管整流后輸出的直流母線電壓，該電壓保持基準(zhǔn)電壓90 V，不能超過(guò)永磁力矩電機(jī)的峰值電壓，否則永磁力矩電機(jī)將退磁。圖7為無(wú)擾恒值加載波形，從仿真結(jié)果可看出，加載系統(tǒng)為舵機(jī)系統(tǒng)施加了平均值為30 N·m的加載轉(zhuǎn)矩，轉(zhuǎn)矩波動(dòng)6%，滿足舵機(jī)系統(tǒng)對(duì)加載轉(zhuǎn)矩的需求。

圖6 二極管整流后輸出直流電壓波形

圖7 無(wú)擾恒值加載波形

(2)無(wú)擾正弦加載實(shí)驗(yàn)。舵機(jī)為零位置伺服系統(tǒng)，加載系統(tǒng)為舵機(jī)施加按正弦規(guī)律變化且峰值為30 N·m加載轉(zhuǎn)矩。從仿真結(jié)果可看出，由于加載系統(tǒng)要為舵機(jī)系統(tǒng)施加按正弦規(guī)律變化的加載轉(zhuǎn)矩，雙極性控制策略對(duì)角線開關(guān)周期性切換，導(dǎo)致直流母線電壓波動(dòng)較大，波動(dòng)幅值為基準(zhǔn)值的13.6%。但施加舵機(jī)的加載轉(zhuǎn)矩波形跟蹤特性良好，由于轉(zhuǎn)矩閉環(huán)控制，轉(zhuǎn)矩波動(dòng)有效地被抑制，無(wú)擾加載帶寬為5 Hz，反映加載系統(tǒng)在無(wú)擾情況下的加載潛能。

圖8 二極管整流后輸出直流電壓波形

圖9 無(wú)擾正弦加載波形

4 結(jié)束語(yǔ)

文中提出的新型耗散型加載電機(jī)PWM變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，能夠?yàn)榧虞d電機(jī)在制動(dòng)時(shí)提供制動(dòng)能量通路，加載電機(jī)制動(dòng)能量的快速處理對(duì)提高加載系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩加載頻寬具有重要意義。同時(shí)制動(dòng)電流變得可以控制，使加載轉(zhuǎn)矩在過(guò)零時(shí)平滑進(jìn)行換相，提高加載精度。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有將制動(dòng)能量通過(guò)后置雙向開關(guān)消耗在制動(dòng)電阻上，制動(dòng)能量以電阻熱量的形式耗散掉，該變換器拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)了加載轉(zhuǎn)矩平滑換相和加載轉(zhuǎn)矩準(zhǔn)確、快速跟蹤給定，并且拓寬了加載頻寬。

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