劉慶杰

(西安電子科技大學 電子對抗研究所，陜西 西安710071)

新體制雷達廣泛采用相干處理技術和匹配接收技術，使得傳統(tǒng)的干擾方法相對失效。數字射頻存儲器(DRFM)可長時間的存儲雷達信號，保持干擾信號與雷達信號的相參性，適應多變、快變和復雜時頻調制的威脅信號環(huán)境，具有良好的干擾效果，已成為電子對抗系統(tǒng)的核心部件。

數字射頻存儲器將截獲到的雷達信號進行高速采樣，數字化后存儲在數字存儲器中，經延時、頻率調制后，發(fā)出與雷達信號相參的干擾信號［1］。DRFM不僅具有寬瞬時帶寬的處理能力，且具有存儲精度高、保留相位信息、以及信號失真度低等特點，可方便地產生各種遮蓋式和欺騙式干擾信號［2］。

隨著雷達技術的發(fā)展，現(xiàn)代雷達的帶寬逐漸增大，DRFM系統(tǒng)需接收的信號瞬時帶寬也相應變大，若采用單路的DRFM，會對信號的采樣、處理速度帶來挑戰(zhàn)，甚至會影響信號的恢復質量。若采用多個DRFM并行處理，則可解決這一問題，即為信道化的DRFM，其特點是覆蓋的頻率范圍較大［3］。

文中對信道化DRFM的原理進行了研究，分析了信道化后的通道數目、重合帶寬以及拼接方法對合成信號的影響。

1 信道化DRFM工作原理

數字射頻存儲技術的關鍵是對信號的采樣、存儲和重構。典型的DRFM系統(tǒng)如圖1所示。

圖1 單通道DRFM系統(tǒng)結構框圖

圖1所示為單通道幅度量化DRFM的結構框圖，其是由下變頻、A/D變換、存儲和數據處理、D/A變換以及上變頻5部分組成。下變頻模塊對輸入的射頻信號進行下變頻處理，成為便于進行數字化的基帶信號。A/D轉換模塊對模擬基帶信號進行采樣和量化，并轉換為數字信號。存儲和數據處理模塊將A/D轉換后的數字信號進行存儲，在該部分可對接收到的信號進行精確的幅度、頻率、脈寬和到達時間的測量，也可對存儲的雷達信號進行延時、頻率和相位調制。D/A轉換模塊將調制后的數字信號轉換為模擬信號，重構基帶信號。上變頻模塊對基帶信號進行上變頻處理，重構射頻信號。為保證對原始信號復現(xiàn)的準確性，要求上下變頻使用同一本振。

對單通道的DRFM結構進行改進，可得到信道化的DRFM的實現(xiàn)結構。通常較為簡單的方法是采用非調諧的超外差式數字射頻存儲器對整個頻帶內信號進行DRFM，通過微波混頻器和一組本振將射頻信號下變頻到中頻，再經過中頻信道化濾波器濾波后送入單個信道的DRFM，即為最基本的信道化擴展帶寬的方法，也是純信道化方式擴展帶寬的基本原理。其實現(xiàn)結構如圖2所示。

圖2 純信道化DRFM的原理框圖

如圖2所示，首先采用功分器將頻帶分成N路輸出，從功分器輸出的信號分別經下變頻和低通濾波器，將射頻信號轉換為中頻信號。各個本振頻率不等，保證各路輸出的中頻頻率和帶寬相等。經濾波后的中頻信號送至各通道進行單通道的數字存儲，并包括A/D采樣，對采樣后的數據進行存儲以及調制，經過調制后的信號送給D/A轉換器轉換為模擬信號。模擬經過上變頻后合路輸出，上下變頻器均采用本振頻率保持一致。

假設數字射頻存儲器接收信號的頻率范圍為fmin～fmax，fmin為DRFM輸入信號頻率的最小值，fmax為輸入信號頻率的最大值。輸入信號經功分器后與n個不同的本振fn進行混頻?；祛l后的信號經帶寬為B的低通濾波器，得到理想的頻帶內信號。其中

由此便將瞬時帶寬較大的DRFM系統(tǒng)分解為n個通道，每個通道瞬時帶寬為B，大幅降低了對A/D轉換器件以及信號處理器件的要求［4－5］。

2 信道化DRFM的仿真

文中搭建了信道化DRFM系統(tǒng)的仿真模型，對影響信號合成質量的信道數目、重合帶寬和拼接方式進行了仿真分析。

(1)信道數目的影響。對于給定的接收帶寬，信道的數目越少，每個信道覆蓋的頻率范圍則越大，根據奈奎斯特采樣定理，A/D采樣的頻率也同樣增大，后續(xù)對信號的處理速率要求也越高。反之，信道的數目越多，每個信道覆蓋的頻率范圍也越小，需并聯(lián)的DRFM數目同樣越多，因此便會增加系統(tǒng)的復雜度。而由于信道覆蓋帶寬的減小，可能導致寬帶輸入信號占據多個信道，對信號的合成也將造成影響［4］。

對占據不同數量子信道的寬帶信號進行仿真，輸入信號為初始頻率200 MHz，帶寬為600 MHz的線性調頻信號，圖3給出了原始信號與經過2通道、4通道和8通道后進行信號拼接所形成的合成信號時域和頻域圖［5］。

圖3 信道數目對信號拼接的影響

如圖3所示，信道化后的信號經拼接基本可恢復原信號，但在信道劃分的邊界處產生了頻率丟失，其主要原因是低通濾波器不理想，同時在邊界處有重疊以及后相位不連續(xù)的情況發(fā)生。相比較圖3(b)～圖3(d)，當信號占據的信道數越多，所產生的頻率丟失也越多。因此，在實際應用中，需根據輸入信號的帶寬和器件的要求合理選取信道數目。

(2)重疊帶寬的影響。現(xiàn)實中的濾波器不理想，在濾波器的通帶和阻帶間存有過渡帶，重合帶寬則會對子信道合成造成影響。在4通道的條件下，分別選取不同的重疊帶寬進行仿真。輸入信號仍為上述的線性調頻信號。

圖4僅給出了重合帶寬為1 MHz、2 MHz的仿真圖，隨著重合帶寬的增大，合成信號在時域上會出現(xiàn)較為明顯的“突起”，其是信號在此處疊加的結果，而頻域上所對應某一頻點處幅度較大。重疊帶寬越大，該種結果則越明顯。因此在濾波器設計時，應盡量減小重疊帶寬。

圖4 不同重合帶寬對信號拼接的影響

(3)拼接方式的影響。信道化后采用不同方法對子信號進行拼接其對提高合成信號質量有不同的效果。本節(jié)分別采用直接法、門限法和取前法對信號的合成效果進行分析。直接法是將各子信道的數據直接相加得到合成信號。門限法是將各子信道的信號取包絡，設定一個門限值，若子信道包絡低于該值，便將相應的數據舍去，然后再將各信道的數據相加得到合成信號。而取前法是指在子信道重合部分取前部的信道信號，為更好的恢復信號，取前法也同樣設置了門限，在大于該門限值后才取前一個信道的信號，而當減小前一個信道的尾信號較小時，則舍去大量信息所帶來的誤差。

仿真輸入信號仍采用上述的線性調頻信號，4通道合成，信道重疊帶寬設為1 MHz。仿真結果如圖5所示。

圖5 拼接方式對合成信號的影響

從圖5中可看出，門限法和取前法合成的信號在頻域上存在頻率丟失的現(xiàn)象，但在時域上卻明顯優(yōu)于直接合成法，而在重疊帶寬較大時，這種優(yōu)勢更為明顯。

3 結束語

DRFM技術在電子戰(zhàn)中發(fā)揮著重要作用，研究信道化DRFM技術，提高DRFM接收的瞬時帶寬，對干擾新體制雷達具有較大的作用。文中介紹了DRFM的基本原理和純信道化DRFM的實現(xiàn)方法，并對影響信號合成質量的多個因素進行了仿真分析。在其信道化DRFM的設計中，應根據所需干擾的雷達信號帶寬合理劃分信道，避免一個信號同時出現(xiàn)在多個信道，并對信號合成造成影響。而對于濾波器的設計應盡量減小過渡帶，以減小信道的重疊帶寬。采用門限法和取前法合成的信號在時域上有明顯的改善，但仍存在信號頻率成分的丟失，因此需進一步的研究。

［1］ 楊春.寬帶DRFM雷達干擾機信號處理模塊設計［J］.電訊技術，2012，52(6):918－921.

［2］ 劉建林，顧明超.基于數字信道化輸出的改進式DRFM設計［J］.艦船電子對抗，2011，34(2):9－13.

［3］李淑婧.寬帶DRFM的帶寬擴展技術研究［D］.西安:西安電子科技大學，2010.

［4］吝瑩，鄧軻.基于DDC和DUC的大帶寬DRFM設計與實現(xiàn)［J］.電子科技，2013，26(1):98－103.

［5］ 王福紅.對高重頻信號的DRFM干擾技術研究［J］.電子科技，2011，24(7):45－47.