羅進(jìn)徐笑娟李陽

（1.南京華士電子科技有限公司，南京 210000；2.安徽工業(yè)大學(xué)，安徽 馬鞍山 243032）

近年來，隨著電力電子技術(shù)的迅速發(fā)展，越來越多的電力電子裝置被應(yīng)用到各個(gè)領(lǐng)域，例如：整流裝置、電弧爐、電力變壓器和家用電器等，使得大量的無功電流和諧波電流注入電網(wǎng)，產(chǎn)生的諧波對(duì)電網(wǎng)的影響和危害也日益嚴(yán)重，若不加以控制，會(huì)嚴(yán)重影響整個(gè)電網(wǎng)經(jīng)濟(jì)、安全的運(yùn)行，尤其是近年來因諧波引發(fā)的事故增多，迫使電力部門和用戶更加重視諧波污染對(duì)現(xiàn)代電能質(zhì)量的影響，因此對(duì)電力諧波的實(shí)時(shí)補(bǔ)償變得越來越重要[1]。

有源電力濾波器（Active Power Filter，APF）是一種新型的諧波及無功動(dòng)態(tài)補(bǔ)償裝置[2]，有源電力濾波技術(shù)最早于 20世紀(jì) 60年代提出，它的應(yīng)用是在20世紀(jì)90年代后，從日本、美國等國開始，并主要集中在并聯(lián)型APF。有源電力濾波器與傳統(tǒng)的無源電力濾波器（PPF）相比較，具有響應(yīng)速度快、補(bǔ)償效果好和能夠?qū)崿F(xiàn)動(dòng)態(tài)補(bǔ)償?shù)膬?yōu)點(diǎn)。在實(shí)現(xiàn)大功率有源電力濾波器的方法已取得了不少的研究成果[3]。

本文采用雙重化技術(shù)研制了一臺(tái)150kVA有源電力濾波器的工程樣機(jī)，主電路由兩個(gè)模塊化PWM變流器單元組合實(shí)現(xiàn)，有效的增大了等效開關(guān)頻率，獲得了較好的諧波補(bǔ)償效果。

1 系統(tǒng)的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

采用雙重化主電路，可以有效的提高有源電力濾波器的總機(jī)容量，還可以提高有源電力濾波器的等效開關(guān)頻率，從而改善補(bǔ)償電流的跟隨特性。另外，由于等效開關(guān)頻率的提高，可以降低單個(gè)器件的工作頻率，這樣既可以降低對(duì)器件工作頻率的要求，又可減少器件的開關(guān)損耗。雙重化的三相四線制主電路圖譜結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 雙重化的三相四線制主電路結(jié)構(gòu)

2 SPWM的多重化原理

相移載波的 PWM方法，能在不改變載波頻率的同時(shí)進(jìn)一步降低SPWM的諧波含量，該方法原理是：采用同一個(gè)調(diào)制波，而對(duì)載波進(jìn)行相移[4]，例如一個(gè)m電平的變換器，每相采用m-1個(gè)具有相同頻率和相同峰值的三角載波與同一個(gè)調(diào)制波相比較；m-1個(gè)三角載波之間依次相移360o/(m-1)。由于相鄰的載波之間有一個(gè)相移，這一相移使得所產(chǎn)生的SPWM脈沖在相位上錯(cuò)開，在疊加輸出的SPWM波等效開關(guān)頻率提高到原來的m-1倍，因此可以在不提高開關(guān)頻率的條件下，大大減小了輸出諧波。PWM逆變電路多重化聯(lián)接方式有變壓器方式和電抗器方式，由圖1可知本文采用的是電抗器聯(lián)接的方式實(shí)現(xiàn)二重 PWM逆變。電路的輸出是經(jīng)過兩個(gè)電抗器后聯(lián)結(jié)于一點(diǎn)，再經(jīng)過LC濾波后輸出。在此結(jié)構(gòu)中需將載波相互錯(cuò)開180o，圖2為雙重化載波信號(hào)。

圖2 雙重化的載波信號(hào)

3 APF的諧波提取及其控制策略

3.1 APF的原理簡(jiǎn)介

三相四線制并聯(lián)型APF系統(tǒng)由主電路和控制電路兩大部分組成，系統(tǒng)原理圖如圖3所示，其中控制部分又由諧波電流檢測(cè)部分和電流跟蹤補(bǔ)償部分組成。主電路采用 PWM變流器，它在產(chǎn)生諧波補(bǔ)償電流時(shí)，主要工作于逆變狀態(tài)，為了給有源電力濾波器直流側(cè)儲(chǔ)能元件補(bǔ)充能量時(shí)，它又工作在整流狀態(tài)，也就是說，系統(tǒng)運(yùn)行過程中既有逆變狀態(tài)、也有整流狀態(tài)。

圖3 并聯(lián)型APF的原理圖

并聯(lián)型APF的基本工作原理是通過檢測(cè)電路檢測(cè)負(fù)載電流，經(jīng)指令運(yùn)算電路計(jì)算得出補(bǔ)償電流的指令信號(hào)，然后由補(bǔ)償電流發(fā)生電路產(chǎn)生補(bǔ)償電流，補(bǔ)償電流與負(fù)載電流中需要補(bǔ)償?shù)牟糠窒嗟窒罱K得到期望的電網(wǎng)電流。由圖3可以看出，APF承擔(dān)了負(fù)載中的諧波和無功電流分量，實(shí)現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)電流的無功補(bǔ)償和諧波濾除。

3.2 基于瞬時(shí)無功功率理論的諧波檢測(cè)法

本文采用基于瞬時(shí)無功功率理論的電流 ip-iq法計(jì)算諧波和無功指令電流，電流 ip-iq法的框圖如圖4所示。

圖4 諧波指令電流提取流程圖

上述基于同步旋轉(zhuǎn)park變換的電流ip-iq法，該方法應(yīng)用于補(bǔ)償三相四線制負(fù)載的有源電力濾波器。它是從實(shí)用的角度來進(jìn)行設(shè)計(jì)的，所以對(duì)于實(shí)際的產(chǎn)品有更為廣闊的應(yīng)用空間。它的優(yōu)點(diǎn)就是通過一系列的計(jì)算就可以檢測(cè)出除基波以外的任意次諧波。方便快捷，而且通過軟件編程的方式也很容易實(shí)現(xiàn)。

3.3 直流側(cè)電壓穩(wěn)壓控制策略

由瞬時(shí)無功功率理論可知，以三相電網(wǎng)相位為參考，逆變器輸出基波電流在d軸上的分量為正，則電容能量流向電網(wǎng)，電容電壓下降；反之則電網(wǎng)電能流向電容，電容電壓升高。這為直流側(cè)電壓控制提供了依據(jù)。另一方面，如果流出電容中性點(diǎn)的電流為正，電容中點(diǎn)電勢(shì)將會(huì)下降；反之則電容中點(diǎn)電勢(shì)將會(huì)升高，這為電容中點(diǎn)電壓控制提供了依據(jù)。本文針對(duì)穩(wěn)定直流側(cè)電壓和進(jìn)行零序電流補(bǔ)償，提出的控制算法如圖 5所示，電網(wǎng)相位角θ來自電網(wǎng)電壓鎖相環(huán)輸出，直流電壓經(jīng)過PI調(diào)節(jié)后得到一個(gè)用于補(bǔ)償直流電壓波動(dòng)的基波電流補(bǔ)償分量Ia1，Ib1，Ic1。負(fù)載補(bǔ)償電流給定是來自諧波檢測(cè)環(huán)節(jié)的輸出，用于補(bǔ)償負(fù)載側(cè)諧波電流，本文不加贅述。中點(diǎn)電壓波動(dòng)經(jīng)過一個(gè)2V寬度的滯環(huán)調(diào)節(jié)器后經(jīng)P調(diào)節(jié)控制輸出，得到一個(gè)抑制中點(diǎn)電壓波動(dòng)過量的零序電流補(bǔ)償量。由于逆變器需要對(duì)高次諧波有較快的補(bǔ)償，為此加入電流信號(hào)微分前饋以提高系統(tǒng)的快速反應(yīng)性。由于電容電壓變化速率比電感電流慢很多，為了使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，同時(shí)減小直流電壓尖峰引起的系統(tǒng)性干擾，工程上直流電壓環(huán)的調(diào)節(jié)速度為電流環(huán)速度的10倍[5]。

圖5 直流側(cè)電壓優(yōu)化控制結(jié)構(gòu)圖

3.4 直流側(cè)電壓的低通濾波器設(shè)計(jì)

由于并關(guān)器件固有特性，直流側(cè)電壓往往存在電壓尖峰，給直流電壓控制較大帶來干擾，甚至帶來更大的尖峰，為此參與控制的電壓UPO和UOD都是來自低通濾波器的輸出。本文采用巴特沃斯二階低通濾波器，采樣頻率為10kHz，截止頻率設(shè)為500Hz。其Z域傳遞函數(shù)如下

3.5 電流微分前饋

電流微分前饋以補(bǔ)償輸出電感勢(shì)以加快系統(tǒng)的反應(yīng)速度，簡(jiǎn)單的微分前饋有可能給系統(tǒng)帶來潛在的振蕩風(fēng)險(xiǎn)，所以考慮在微分的基礎(chǔ)上再加上一個(gè)較大時(shí)間常數(shù)的一階慣性環(huán)節(jié)，如果控周期為T=0.0001s，設(shè)計(jì)一階慣性環(huán)節(jié)的時(shí)間常為100T。以a相為例。其給定電流微分前饋傳遞函數(shù)如下

以雙線性變換方式離散化后

化為差分方程

4 控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)以DSP為控制核心，選用TI公司TMS320F2812控制芯片，實(shí)現(xiàn)電流與電壓的采樣、軟件鎖相、諧波指令電流的計(jì)算以及系統(tǒng)的過壓過流保護(hù)等，程序主流程圖如圖6所示。

圖6 APF主程序的流程圖

控制系統(tǒng)采樣頻率為10kHz，由 EVA與 EVB同時(shí)實(shí)現(xiàn)兩組PWM波的輸出，EVA與EVB的三角載波相差180°，從而可以得到圖2所示的雙重化載波信號(hào)。

5 樣機(jī)的研制

系統(tǒng)選擇了兩塊三凌智能功率模塊（IPM）型號(hào)為PM300PLA120，設(shè)計(jì)了一臺(tái)容量150kVA的有源電力濾波器。濾波電感值0.3mH，電容參數(shù)為4700μF/450V，用6個(gè)電容采用兩串三并的結(jié)構(gòu)，同時(shí)給每個(gè)電容上并一個(gè)旁路電阻33K/10W，給定直流母線電壓730V，輸入為380V三相四線制交流電。測(cè)得三相四線制負(fù)載的THD為27%左右，總電流大小為600A。補(bǔ)償前電網(wǎng)側(cè)三相電流波形如圖7所示，用FLUCK435測(cè)得的補(bǔ)償前電網(wǎng)側(cè)三相電流柱狀圖如圖10所示。補(bǔ)償后的電流波形基本上為正弦波，THD為2.8%，電網(wǎng)側(cè)三相電流波形如圖8所示，效果比較顯著。

圖7 補(bǔ)償前網(wǎng)側(cè)電流波形

圖8 補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流波形

6 結(jié)論

針對(duì)大容量有源電力濾波器的實(shí)現(xiàn)問題，本文利用兩個(gè)模塊化的PWM主電路實(shí)現(xiàn)有源電力濾波器容量的擴(kuò)充。采用了載波移相雙重化技術(shù)，在不提高逆變橋的開關(guān)頻率與保持主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的前提下獲得高的等效開關(guān)頻率，以及可以減少系統(tǒng)輸出的高次諧波含量。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，基于 DSP的控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了對(duì)雙重化有源電力濾波器的有效控制，基于該系統(tǒng)的有源電力濾波器具有較好的補(bǔ)償效果。

[1]王兆安,楊君,劉進(jìn)軍.諧波抑制與無功功率補(bǔ)償[M].北京:機(jī)械工業(yè)出版社,1998.

[2]陳國柱,呂征宇,錢照明.有源電力濾波器的一般原理及應(yīng)用[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),2000,20(9):17-21

[3]李瓊林,劉會(huì)金,孫建軍,等.大容量有源濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析[J].高電壓技術(shù),2006(2):70-74.

[4]張仲超，張勁東.特大功率組合變流器的相移SPWM技術(shù)[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),1997,12(2):27-31.

[5]常鵬飛,王彤,曾繼倫.三相四線有源電力濾波器控制算法仿真研究[J].繼電器,2005(9):43-49.