王男，陸飛，楊喜軍，鄭水波，尹德斌

(1.電力傳輸與功率變換控制教育部重點實驗室，上海交通大學電氣工程系，上海 200240;2.新華自動化科技發(fā)展(上海)有限公司，上海 200240)

0 引言

隨著電力電子變換器應用的日益普遍，在電網中產生了大量的諧波電流和無功損耗。為提高電能質量，抑制網側諧波含量[1－3]，調節(jié)功率因數，提高電能利用率，在單相和三相交流供電領域，越來越多的現(xiàn)有不控整流器逐漸采用功率因數校正器(PFC)技術[3]。單相功率因數校正器的電路結構和控制技術日趨成熟，但由于功率等級的不斷提高，單相PFC已不能滿足大功率需求。當需要采用三相PFC作為前置整流變換器時，可以采用傳統(tǒng)六開關PWM整流器，但是這種PWM整流器的設計較為復雜，實現(xiàn)成本也非常高，目前尚未得到廣泛應用[4]。本文理論分析和仿真分析了一種由兩個單相三電平整流器構成的三相三電平整流器[4]，采用了類似單相PFC的雙環(huán)控制策略和錯相控制，并著手應用于三相208 V交流電壓供電的變頻空調的設計中，獲得了單位輸入功率因數。

1 三相三電平整流器

1.1 單相三電平整流器

圖1給出了單相三電平整流器拓撲[5]，包括單相交流電壓源、單相升壓電感、H橋結構功率器件陣列和直流儲能濾波環(huán)節(jié)。功率器件陣列由兩只晶閘管(V1、V2)、兩只逆導型開關組成(S1與FWD1、S2與FWD2)。圖1中，采用單相正弦交流電源輸入。在電路進入穩(wěn)態(tài)以后，當電壓為正時，V1接受電流觸發(fā)脈沖導通，此時如果 S1接受電壓觸發(fā)脈沖導通，則電源為 L1充電。當S1關斷時，L1和單相電源通過 D1為 E1充電。當電壓為負時，V2導通，此時如果S2導通時，則電源為 L1充電。當 S2關斷時，L1和電源給E2充電。

由于功率等級的不斷提高，單相PFC已不能滿足大功率需求。因此需要采用三相PFC[6－7]作為前置整流變換器，可采用三組單相PFC構成一組三相 PFC，如圖2所示[4]。這種三相 PFC仍然屬于升壓型AC－DC變換器，由三相交流電壓源供電。由于存在中性線，可由三組單相PFC獨立調節(jié)三相輸入電流，經過分析得出各組單相PFC之間沒有換流問題，有利于實現(xiàn)均流控制。

與傳統(tǒng)三相 PFC[8](即 PWM整流器)相比，這種新型三相PFC具有如下特點:

(1)由三組單相PFC構成，每組單相PFC可單獨控制，沒有換流問題，控制技術成熟，穩(wěn)態(tài)時中線電流為零。如果其中一相出現(xiàn)故障，另兩相可繼續(xù)工作，為負載供電，此時中線電流不為零。

圖1 單相三電平整流器

(2)采用的功率器件較多，成本較高，散熱設計困難，不適合在家用變頻空調采用。

圖2 三相三電平整流器(包含三組單相三電平整流器)

1.2 三相三電平整流器

為克服上述不足，分析和設計了一種由兩個單相三電平整流器構成的三相三電平整流器，如圖 3所示，具有單位輸入功率因數功能，可見功率器件較少，控制簡單，成本便于控制。

1.2.1 拓撲結構

圖3中包含有兩組經過適當改造后的單相三電平整流器電路，輸出采取并聯(lián)方式[4]。在每一部分中，包含四只橋接的晶閘管、兩只升壓電感、兩只逆導型功率器件以及兩只快速恢復二極管。

圖3 三相三電平整流器(包含改造后的兩組單相三電平整流器)

圖 3中，V1a與V2a、V1c與V2c分別控制A相與C相電流波形，每一部分的控制原理均與單相三電平整流器的控制原理 相 同。V1b、 V2b、V3b與 V4b用于控制B相電流波形和開關器件的選擇。同樣，由于存在中性線，三相輸入電流可獨立調節(jié)，不存在均流問題。

1.2.2 基本原理

將三相輸入電壓按照“X”型進行區(qū)間劃分，在每個電源周期中得到六個區(qū)域，如圖4所示。

當每相電壓為正時，各相的晶閘管H橋上管導通，即A相V1a通，C相V1c導通。B相相電壓絕對值最大時，上下兩個晶閘管H橋上管均導通，即V1b和 V3b通。A相絕對值最大時，B相上H橋的上管通[4]。C相絕對值最大時，B相下H橋的上管導通。相電壓為負 時 ，與此同理?？傻贸鼍чl管導通組合，如表1所示，其中“1”表示導通，“0”表示關斷。

圖4 三相輸入電壓區(qū)間劃分

表1 晶閘管導通組合

因此，可以推出L1～L4參考電流波形。以L1為例進行說明。在 Z1～ Z3區(qū)間，V1a導通，則:

在 Z4區(qū)間，V2a、V2c、V1b、V3b導通，可得:

為便于控制，令:

在 Z5區(qū)間，V1b通，則:

在 Z6區(qū)間，V1a，V1b均關斷，則:

同理，可得L2～L4的電流波形，各個電感的電流波形如表2所示。L1充電。S1關斷時，電流流通路徑為:A→V1a→L1→D1→E1→N，電源和L1給E1充電。C相電流的流通原理與A相相同。

表2 各個電感的參考電流波形

當S2和S4導通時，B相電流流通路徑分別為:B→N→S2→L2→V2b→B，B→N→S4→L4→V4b→B。電源分別為 L2和 L4充電。當 S2和 S4關斷時，電流流通路徑為:B→N→E2→D2→L2→V2b，B→N→E2→D4→L4→V4b，電源分別為電感 L2和 L4充電。其它五個區(qū)間的工作原理與此相同。

1.3 控制策略

為了獲得單位輸入功率的同時，能夠實現(xiàn)穩(wěn)定的輸出直流電壓，最直接有效的方法是采用雙環(huán)控制原理[9]。電流內環(huán)使輸入電流接近正弦波，電壓外環(huán)可以使輸出電壓穩(wěn)定。

在電壓閉環(huán)環(huán)節(jié)，輸出電壓經電阻分壓取樣，與參考電壓相減，送入誤差濾波放大器的濾波環(huán)節(jié)后，得到參考電流。在電流閉環(huán)環(huán)節(jié)，參考電流與實際檢測濾波后的電感電流求差后，進行PID調節(jié)，達到最終控制量。最終控制量與三角波進行比較，得到原始PWM脈沖，作為IGBT的驅動信號。

功率器件的控制采取錯相控制原理，每個IGBT的調制波信號相差90°。因此整個控制電路包括兩個電壓閉環(huán)和四個電流閉環(huán)。錯相控制可以使得電感紋波電流存在相位差，相互抵消，降低輸入端的總電流紋波。

2 仿真分析

圖 5為仿真框圖，包括功率電路和控制電路，采用雙閉環(huán)控制算法，即電壓外環(huán)和電流內環(huán)。電解電容E1、E2、E3均為1 360μF。三相交流電源采用美國標準，輸入電壓為單相120 V，三相208 V，工頻60 Hz。期望輸出直流電壓為385 V，最大阻性負載功率為5.5 kW。開關頻率為20 kHz。

負載為3.5 kW時，輸入電壓與輸入電流的仿真波形如圖6所示，電解電容E1、E2與E3的電壓波形為如圖7所示，E1與 E2電壓之和為E3電壓，直流電壓平均值為385 V，紋波電壓最大峰值低于1 V。電感L1、L2、L3和L4的電流波形為如圖8所示。

負載為5.5 kW時，輸入電壓與電流波形如圖9所示，直流電壓平均值為385 V，紋波電壓峰峰值低于1 V。

3 結束語

本文分析了一種由兩只三電平單相整流器構成的三相三電平整流器工作原理，并進行仿真分析。將其應用到變頻空調的整流器設計中，采用傳統(tǒng)單相PFC的電壓外環(huán)和電流內環(huán)的雙環(huán)控制、錯相控制進行了理論分析和仿真分析，結果表明這種三相三電平整流器具有設計容易、單位輸入功率因數等優(yōu)點，沒有電感均流和輸出均壓問題。

[1]IEC61000-3-2:1995.Electromagnetic compatibility Part3[S].

[2]IEC61000-3-12:2005.Electromagnetic compatibility(EMC)Part3-2[S].

[3]楊成林，陳敏，徐德鴻.三相功率因數校正(PFC)技術的綜述[J].電源技術應用，2002，5(8):50－55.

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[5]Zhang，M.T，J.Yimin.Applied Power Electronics Conference and Exposition:APEC 1995:Single-phase three-level boost power factor correction converter， APEC， Mar 5 － 9， 1995[C].Dallas:APEC，1995.

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