王 樂，習遠望，劉 輝

(西安電子工程研究所人力資源部，陜西西安 710100)

由于受到體積、重量、成本等限制，多數(shù)導(dǎo)引頭采用單天線技術(shù)［1－3］，導(dǎo)致收發(fā)隔離不足，使發(fā)射信號泄漏到接收機中，而信號泄漏可能導(dǎo)致連續(xù)波體制雷達接收機靈敏度下降，引起中放飽和、微波混頻器或前置低噪聲放大器飽和。

隨著元器件的發(fā)展，毫米波前端器件的飽和功率，可達十幾dBm以上，而在彈載環(huán)境中，連續(xù)波發(fā)射機功率一般在幾百mW，因此，飽和不是主要問題，需重點解決泄漏導(dǎo)致接收機靈敏度下降問題。常用的射頻對消技術(shù)雖然能有效地抑制發(fā)射泄漏信號，但在毫米波波段，沒有矢量調(diào)制器可供使用，因此利用模擬的辦法調(diào)整幅度和相位，難度較大?？紤]到射頻前端沒有飽和，可以利用數(shù)字信號處理器數(shù)據(jù)處理能力強、準確靈活、通用能力強等優(yōu)點，采用自適應(yīng)數(shù)字對消技術(shù)使得由于收發(fā)隔離不足導(dǎo)致的發(fā)射泄漏信號得到最大限度的抑制。

1 自適應(yīng)數(shù)字對消基本原理

圖1 自適應(yīng)數(shù)字對消系統(tǒng)模型

波信號和參考信號分別送入中頻自適應(yīng)數(shù)字對消器，通過自適應(yīng)調(diào)整參考信號的幅度和相位，使其與主路信號中發(fā)射泄漏信號幅度一致、相位相反，從而獲得良好的對消效果。

自適應(yīng)濾波器與普通濾波器不同，它的沖激響應(yīng)或濾波參數(shù)隨外部環(huán)境的變化而變化的，經(jīng)過一段自動調(diào)節(jié)的收斂時間達到最佳濾波的要求。對消原理框圖如圖 2 所示［1－3］。

自適應(yīng)數(shù)字對消系統(tǒng)模型如圖1所示。

在該模型中，接收機有兩個獨立通道:參考接收通道和主接收通道。參考通道對發(fā)射信號進行采樣，主接收通道包含發(fā)射泄漏信號和目標回波信號。將主回

圖2 對消原理框圖

設(shè)主回波信號d(n)為目標回波信號s(n)與發(fā)射泄漏信號z(n)之和，x(n)為參考信號，x(n)與目標回波信號不相關(guān)，但與z(n)具有某種未知的相關(guān)性，x(n)經(jīng)濾波后產(chǎn)生和z(n)極為相似的信號z'(n)，最終得到系統(tǒng)的輸出y(n)=s(n)+z(n)－z'(n)。

假設(shè)z(n)、x(n)及s(n)是零均值的平穩(wěn)隨機過程。s(n)與z(n)不相關(guān)。而

對式(1)兩邊取數(shù)學期望，由于 s(n)與 z(n)、x(n)不相關(guān)，s(n)與z'(n)也不相關(guān)，故

信號功率E［s2(n)］與自適應(yīng)濾波器的調(diào)節(jié)無關(guān)，因此，自適應(yīng)濾波器調(diào)節(jié)使 E［y2(n)］最小，就是E［(z(n)－z'(n))2］最小。又因為 z(n)－z'(n)=y(n)－s(n)，所以當 E［(z(n)－z'(n))2］最小時，自適應(yīng)泄漏信號抵消系統(tǒng)的輸出信號y(n)與有用信號s(n)的均方差E［y(n)－s(n))2］也最小，在理想情況下，z(n)=z'(n)，則 y(n)=s(n)。

自適應(yīng)濾波器最重要的部分是自適應(yīng)算法，算法可以根據(jù)輸入、輸出及原參量值，按照一定準則修改濾波參量，使自適應(yīng)濾波器能有效地跟蹤外部環(huán)境的變化。

目前，自適應(yīng)濾波算法主要有以下3種［4－6］:

(1)基于維納濾波器理論的最小均方誤差LMS算法。該算法簡單，運算量小，無需計算相關(guān)函數(shù)和矩陣求逆運算、易實現(xiàn)，在正確條件下可獲得滿意的性能。缺點是收斂速率較緩慢，對抽頭輸入相關(guān)矩陣的最大特征值與最小特征值之比變化敏感。即使這樣，LMS算法仍然應(yīng)用廣泛。

(2)基于最小二乘法的遞推最小二乘法RLS算法。該算法優(yōu)點是收斂速度快，跟蹤能力強，但由于需要進行矩陣求逆，計算量比LMS算法大，使其應(yīng)用受到限制。

(3)基于卡爾曼濾波理論的卡爾曼算法。其收斂性能好、跟蹤能力強、收斂速率具有魯棒性(Robust)。對輸入相關(guān)短陣特征值不敏感;并且，該算法適用于平穩(wěn)隨機過程和非平穩(wěn)隨機過程。缺點是該算法直接使用卡爾曼濾波公式中的矩陣表示式，算法復(fù)雜、運算量大、數(shù)值穩(wěn)定性差。

文中選擇LMS算法完成自適應(yīng)數(shù)字對消。

2 理論數(shù)據(jù)仿真分析

設(shè)發(fā)射泄漏信號與參考信號均為20 MHz的正弦波，目標回波信號為21 MHz的正弦波，數(shù)據(jù)采樣率為200 MHz。仿真結(jié)果如圖3和圖4所示［7］。

圖3中，第一行窗口為對消前包含發(fā)射泄漏信號與參考信號的主回波信號d(n)，第二行窗口表示目標回波信號s(n)，第三行窗口表示對消后輸出信號，可以看出，經(jīng)過自適應(yīng)調(diào)整，對消后的輸出信號已看不到發(fā)射泄漏信號，由此可見，該系統(tǒng)對發(fā)射泄漏信號有較好的對消效果，波形失真小。

圖4是信號響應(yīng)的頻域波形，第一行窗口對應(yīng)主回波信號d(n)的頻域圖形，第二行窗口對應(yīng)對消后輸出信號的頻域圖形，根據(jù)仿真結(jié)果，泄漏信號約減小了39.46 dB。

3 實采數(shù)據(jù)實驗驗證

利用雙音信號實采數(shù)據(jù)對以上仿真結(jié)果進行實驗驗證，實驗系統(tǒng)框圖如圖5所示。

信號源1代表目標回波信號，信號源2代表發(fā)射泄漏信號，信號源1與信號源2的和信號通過功分器進入主接收通道，信號源2耦合出部分信號進入?yún)⒖纪ǖ?，兩通道信號分別進行A/D轉(zhuǎn)換后進入信號處理器完成泄漏對消。

圖5 實驗系統(tǒng)框圖

實驗時，發(fā)射泄漏信號與參考信號均為20 MHz的正弦波，目標回波信號為21 MHz的正弦波，數(shù)據(jù)采樣率為200 MHz。信號響應(yīng)時域波形如圖6所示。

圖6 信號響應(yīng)時域波形

圖6中，第一行窗口表示主回波信號d(n)，第二行窗口表示對消后輸出信號，可以看出，對消后的輸出基本上可以還原目標回波信號，波形失真小。

圖7為圖6所示信號對應(yīng)的頻域圖形，為便于分析，將對消后信號頻域圖進行放大，如圖8所示，經(jīng)對比可知，泄漏信號約減小了32.23 dB。

圖7 信號響應(yīng)頻域波形

圖8 對消后信號頻譜局部放大圖

實采數(shù)據(jù)實驗結(jié)果相對于理論仿真結(jié)果，泄漏信號抑制能力減小7 dB，主要是由于實采數(shù)據(jù)比理論仿真數(shù)據(jù)復(fù)雜得多，并且考慮到工程應(yīng)用對時效性的要求，系統(tǒng)濾波參數(shù)的調(diào)整達不到仿真時的理想精度，因此導(dǎo)致抑制能力減弱。

4 結(jié)束語

文中通過理論分析和實驗驗證證實，針對調(diào)頻連續(xù)波雷達發(fā)射信號泄漏問題，通過自適應(yīng)數(shù)字對消技術(shù)，可以有效地減小發(fā)射泄漏信號，降低泄漏信號對接收機靈敏度的影響。理論仿真與實驗測試結(jié)果證明該方法有效可行。

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