陶海燕，錢承山，毛 鵬，孫 鵬，李 俊

(南京信息工程大學信息與控制學院，南京210044)

單周期控制技術(shù)OCC(One-Cycle-Control)是一種新型的非線性控制技術(shù)，自上世紀90年代提出以來，得到了國內(nèi)外學者的廣泛關(guān)注［1］。文獻［2］將單周期控制技術(shù)拓展應(yīng)用到Boost PFC變換器，并建立了大信號平均值模型，用于研究變換器的輸入特性;在此基礎(chǔ)上，研究了基于單周期控制的三相高功率因數(shù)整流器［3］和三相有源濾波器［4］，進一步證實了該技術(shù)的通用性和良好控制效果;文獻［5-6］結(jié)合PFC變換器，研究了單周期控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能，推導了系統(tǒng)穩(wěn)定運行的條件。

近年來，隨著數(shù)字信號處理器(DSP)性能的提高和成本的降低，在電力電子變換器領(lǐng)域采用數(shù)字控制方案已經(jīng)成為一個重要趨勢［7-8］。相對模擬控制，在可控因素較多、要求實時反應(yīng)速度更快、要求控制精度和可靠性較高的應(yīng)用中，數(shù)字控制更易實現(xiàn)復(fù)雜的控制方法，而且可靈活地修改軟件設(shè)計來實現(xiàn)多方面應(yīng)用［9］。

本文結(jié)合Boost PFC變換器，對于基于數(shù)字實現(xiàn)的單周期控制方案進行研究。通過建立仿真模型以及搭建實驗平臺，對控制方案進行仿真和實驗驗證。仿真和實驗結(jié)果均證明了數(shù)字控制方案能夠達到較好的功率因數(shù)校正效果。

1 單周控制Boost PFC變換器工作原理

單相Boost整流器拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。假設(shè)電路工作在CCM(Continuous Current Mode)模式下;輸出濾波電容C足夠大，在每個開關(guān)周期內(nèi)，輸出電壓uo視為恒定;開關(guān)頻率遠遠大于電源電壓工頻，在每個開關(guān)周期內(nèi)，可將輸入電壓uin看作是恒定。

圖1 單相Boost整流器功率電路

根據(jù)功率因數(shù)的定義可知，要實現(xiàn)功率因數(shù)校正，必須滿足輸入端呈現(xiàn)純阻性，即

式中，uin為一個開關(guān)周期內(nèi)輸入電壓平均值，Re為反映負載大小的等效電阻，iL為電感電流平均值且等于輸入電流平均值iin。

在一個開關(guān)周期內(nèi)，輸入電壓uin和輸出電壓uo依據(jù)電感伏秒平衡，即:

式中，doff為開關(guān)周期內(nèi)開關(guān)管的關(guān)斷占空比。將式(1)代入式(2)可得

那么

根據(jù)式(4)只需滿足doff∝iL，就能使輸入端呈現(xiàn)純阻性，實現(xiàn)PFC。為了確保輸出電壓uo穩(wěn)定在直流電壓給定值uoref附近。則需要將式(4)進行改進，先對式(3)兩邊同時乘以Rs，得

再令電壓控制器輸出Um為

其中Rs為電流采樣電阻。結(jié)合式(5)和式(6)得:

根據(jù)式(7)的關(guān)系在一個開關(guān)周期內(nèi)，調(diào)節(jié)Um為恒定值，再通過以RsiL為調(diào)制波與以Um為幅值的三角載波相比較就可獲得doff，從而實現(xiàn)變換器的輸入電流跟隨整流后的輸入電壓波形，同時又能保證輸出電壓穩(wěn)定在給定值。

2 單周控制Boost PFC數(shù)字實現(xiàn)方案

根據(jù)以上分析，式(7)為單周期控制核心方程。根據(jù)式(7)可得到數(shù)字控制的具體實現(xiàn)過程:只需在每個開關(guān)周期內(nèi)對電流進行一次采樣，然后與幅值為Um的三角載波進行比較，得到開關(guān)關(guān)斷占空比doff，來實現(xiàn)功率因數(shù)校正。

數(shù)字實現(xiàn)的硬件平臺主要由Boost主電路、輸入電流和輸出電壓取樣及調(diào)理電路、TMS320F28027 DSP控制電路以及驅(qū)動電路組成。圖2為數(shù)字控制的單周期控制Boost PFC原理框圖。

圖2 數(shù)字控制單周期控制Boost PFC原理框圖

電流取樣選用25 mA/25 A的電流傳感器。由于DSP的工作電壓為0～3.3 V，為了確保DSP正常工作，需要將傳感器輸出的小電流信號轉(zhuǎn)換為電壓信號，再轉(zhuǎn)換為0～3.3 V的單極性信號送入DSP的A/D轉(zhuǎn)換口，同樣輸出電壓采樣值需經(jīng)差分調(diào)理電路調(diào)節(jié)至0～3.3 V范圍再送入A/D轉(zhuǎn)換口。

DSP控制電路是整個控制的核心，產(chǎn)生開關(guān)調(diào)節(jié)PWM信號，該信號經(jīng)過驅(qū)動電路放大后驅(qū)動開關(guān)器件。

3 系統(tǒng)軟件設(shè)計

TMS320F28027內(nèi)部包含4路EPWM模塊和16路A/D通道，可以方便實現(xiàn)單周期控制算法。以EPWM2為例對EPWM模塊功能加以說明:EPWM2模塊有一個獨立計數(shù)器，可以完成載波計數(shù)功能，實時更新計數(shù)器的值;EPWM2模塊包含比較寄存器CMPA和CMPB;兩個硬件輸出管腳EPWM2A和EPWM2B，可對輸出狀態(tài)進行配置。

本文選擇EPWM2A輸出管腳產(chǎn)生PWM驅(qū)動信號，當EPWM2A配置為遞增遞減模式時，PWM輸出模式的配置如下:(1)當遞增計數(shù)時計數(shù)值等于比較寄存器值，輸出高電平;(2)當遞減計數(shù)時計數(shù)值等于比較寄存器值，輸出低電平。

3.1 電流采樣點的選取

在一個開關(guān)周期內(nèi)需要采樣電感電流iL和輸出電壓uo，而數(shù)字實現(xiàn)方案的關(guān)鍵就在于采樣電感電流平均值，如果采樣誤差較大，將會影響控制算法實現(xiàn)的效果，所以電流采樣時刻的選取很關(guān)鍵;而對于低頻信號的電壓量，其數(shù)值增量小，采樣點的選取沒有那么嚴格，因而在電流采樣時刻可同時對輸出電壓進行采樣。采用遞增遞減模式時，有4種情況可以觸發(fā)A/D轉(zhuǎn)換，分別是:(1)計數(shù)值等于零;(2)遞增時計數(shù)值等于比較寄存器值CMPR;(3)計數(shù)器值等于周期寄存器值PRD;(4)遞減時計數(shù)值等于比較寄存器值。為了更準確地獲取一個開關(guān)周期Ts內(nèi)的電流平均采樣值，采樣點可設(shè)在一個周期內(nèi)電流上升的中間時刻，故這里選擇(3)。如圖3所示為電流采樣及遞增遞減模式時產(chǎn)生的PWM波形，再根據(jù)圖3可得到占空比公式:

圖3 電流采樣及遞增遞減模式時產(chǎn)生的PWM波形

3.2 軟件流程

軟件采用模塊化設(shè)計，由主程序和中斷子程序組成。其中圖4(a)為主程序流程圖，圖4(b)為中斷服務(wù)子程序流程圖。

主程序主要對軟件模塊和PIE中斷初始化，為各個中斷分配PIE中斷向量，各變量賦初值。初始化完成后，進入主循環(huán)實時查詢A/D采樣工作狀態(tài)，如果A/D不工作，則需要等待EPWM2的周期匹配事件觸發(fā)ADC轉(zhuǎn)換信號，同時進入EPWM2的周期中斷，從ADC結(jié)果寄存器中讀取A/D采樣值，標志ADC轉(zhuǎn)換完成，保證A/D轉(zhuǎn)換的完整性。

EPWM2中斷服務(wù)子程序主要讀取A/D采樣值，進行電壓環(huán)的PI運算，完成單周期控制算法，得到所需的開關(guān)波形。由中斷程序可以計算出開關(guān)關(guān)斷占空比doff，doff是由比較寄存器中的值決定。

圖4 軟件設(shè)計流程圖

4 仿真驗證

為了驗證數(shù)字單周期控制方案的可行性，基于Psim軟件進行了仿真分析，又考慮到在實驗電路驗證時由于示波器條件的限制，無法獲得相應(yīng)的調(diào)制波與三角載波交截產(chǎn)生的PWM波形圖，因此需要建立如圖5所示的動態(tài)鏈接庫DLL(Dynamic Link Library)數(shù)字仿真模型，DLL模塊允許用戶用C語言編寫PI調(diào)節(jié)器程序，編譯后生成DLL文件，由Psim調(diào)用DLL程序進行仿真。DLL模塊的輸入端采樣電感電流和輸出電壓，通過軟件設(shè)計逐步調(diào)整數(shù)字PI調(diào)節(jié)器的比例積分參數(shù)。

圖5 基于DLL單周期控制Boost PFC變換器數(shù)字化仿真模型

仿真和實驗所用的參數(shù)相同，其中輸入電壓uin=50 V/50 Hz，開關(guān)頻率fs=20 kHz，L=5 mH，K=0.013 5，Rs=0.1，K、Rs分別為輸出電壓反饋系數(shù)和輸入電流采樣系數(shù)，輸出電壓給定uoref=100 V。

4.1 對輸入電壓、輸入電流和輸出電壓驗證

圖6(a)為整流后的輸入電壓和電流波形，圖6(b)為輸出電壓波形。

從仿真結(jié)果可以得出采用數(shù)字單周期控制方案，變換器的輸入電流能夠較好地跟隨整流后的輸入電壓波形，且輸出電壓基本保持恒定。

圖6 仿真波形

4.2 對調(diào)制波iLRs、PWM波形的驗證

調(diào)制過程相關(guān)波形如圖7和圖8所示。圖7為調(diào)制波iLRs仿真波形，圖8為三角載波與調(diào)制波交截生成的PWM波形。

圖7 調(diào)制波iLRs仿真波形

圖8 三角載波與調(diào)制波交截生成的PWM波形

從圖7的仿真結(jié)果可以看出在每個開關(guān)周期內(nèi)，調(diào)制波iLRs的采樣值與三角載波進行交截后得到PWM波形，來控制開關(guān)的導通和關(guān)斷。圖7和圖8的仿真結(jié)果驗證了上述單周期控制理論分析的正確性。

5 實驗驗證

在仿真分析的基礎(chǔ)上，以TMS320F28027為控制核心，搭建單相Boost PFC變換器實驗平臺，進行實驗驗證，圖9為實驗硬件電路。

圖9 實驗硬件電路

通過實驗得到了如圖10所示的負載為200 W的輸入電壓、輸入電流和輸出電壓的實驗波形，其中2通道為輸入電流波形(1.00 V/div)，3通道為輸入電壓波形(500 mV/div)，4通道為輸出電壓(10.0 V/div)以及實驗數(shù)據(jù)如表1。

圖10 輸入電壓電流和輸出電壓實驗波形(負載200 W/50 Hz)

表1 系統(tǒng)實驗數(shù)據(jù)

由實驗波形圖10所示，輸入電流正弦度較高且基本與輸入電壓同相位，輸出端直流電壓穩(wěn)定在100 V，與圖6中的仿真結(jié)果基本一致。實驗結(jié)果表明實驗樣機具有較好的輸入輸出性能，能夠?qū)崿F(xiàn)良好的功率因數(shù)校正。

從表1可以看出，在實驗所測的功率范圍內(nèi)，功率因數(shù)始終保持較高水平，而且隨著輸出功率的增大輸入電流THD值減小。仿真和實驗都表明本文提出的單周期PFC數(shù)字化方案的優(yōu)良。

6 結(jié)論

本文給出了適用于單周期控制Boost PFC變換器的數(shù)字實現(xiàn)方案，并采用Psim仿真軟件的動態(tài)邏輯庫DLL模塊對數(shù)字方案進行仿真。在仿真的基礎(chǔ)上，搭建了一臺基于DSP TMS320F28027控制的單周期控制Boost PFC變換器的實驗平臺，并進行實驗驗證。仿真和實驗結(jié)果表明，單周期數(shù)字控制的功率因數(shù)校正方案能夠獲得較好的穩(wěn)態(tài)電氣性能，有效地抑制了諧波對電網(wǎng)的污染。

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