弓永明+蔡志遠(yuǎn)+馬銀圣+劉浩鑫

摘 要： 設(shè)計(jì)了一種短波鞭狀寬帶天線，天線體高度為10 m，直徑為10 cm，利用FEKO電磁仿真軟件建立了仿真模型。通過對天線體進(jìn)行兩點(diǎn)集總元件加載來改善天線低頻段阻抗特性，利用遺傳算法優(yōu)化了加載點(diǎn)和加載位置，并在天線饋電端運(yùn)用改進(jìn)實(shí)頻法進(jìn)行匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)，使得天線在3～30 MHz頻段內(nèi)阻抗平穩(wěn)。計(jì)算了天線的駐波比、增益和效率，并實(shí)際制作了一副天線進(jìn)行了測試，實(shí)測天線駐波比和仿真計(jì)算結(jié)果相吻合，最大駐波比不超過2.8，可以和寬帶發(fā)射機(jī)良好匹配，實(shí)現(xiàn)了天線的寬帶化。

關(guān)鍵詞： 鞭狀寬帶天線； 集總元件加載； 匹配網(wǎng)絡(luò)； 仿真模型

中圖分類號： TN822?34 文獻(xiàn)標(biāo)識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）04?0017?04

Design of shortwave whip?shaped broadband antenna

GONG Yong?ming， CAI Zhi?yuan， MA Yin?sheng， LIU Hao?xin

（Qingdao Branch， China Research Institute of Radiowave Propagation， Qingdao 266107， China）

Abstract： A shortwave whip?shaped broadband antenna was designed， whose height is 10 m and diameter is 10 cm. A simulation model was established with electromagnetic simulation software FEKO. The low?frequency band impedance characteristics of the antenna was improved by loading of the two?point lumped elements of the antenna body. The loading point and loading position was optimized with genetic algorithm. The matching network design was implemented by using the improved real frequency method at the antenna feed end to make the antenna impedance stable in the range of 3～30 MHz. The antenna standing wave ratio， gain and efficiency were calculated. The antenna was made and tested. The measured antenna standing wave ratio is coincident with the simulation calculation result. Its maximum standing wave ratio is no more than 2.8， which can match with the broadband transmitter. A broadband antenna was realized by the design.

Keywords： whip?shaped broadband antenna； lumped component loading； matching network； simulation model

0 引 言

鞭狀天線是天線工程技術(shù)中應(yīng)用非常廣泛的天線，在通信、廣播、電視、雷達(dá)、導(dǎo)航、遙測、遙感等工程系統(tǒng)中均有應(yīng)用。隨著短波通信系統(tǒng)中調(diào)頻、擴(kuò)頻技術(shù)的廣泛應(yīng)用，調(diào)諧天線已經(jīng)不能滿足使用要求，需要寬帶的天線系統(tǒng)。鞭狀天線由于結(jié)構(gòu)簡單占地面積小、安裝架設(shè)方便，可以在無法架設(shè)豎籠天線、雙錐天線等寬帶短波天線的有限空間諸如房頂、車體、艦艇上安裝架設(shè)，因此，實(shí)現(xiàn)鞭狀天線在3～30 MHz短波頻段內(nèi)的寬帶化是非常有現(xiàn)實(shí)意義的。

1 鞭狀天線形式及性能分析

無限大理想導(dǎo)電平面上鞭狀天線示意圖見圖1，其輸入阻抗為自由空間相對應(yīng)的對稱振子天線輸入阻抗的[12]，當(dāng)[h<0.3λ]時，其近似計(jì)算公式[1?2]如式（1）所示：

[Zin=Rrsin2βh-jZCActgβh] （1）

式中：[Rr]為天線輻射阻抗；[β=2πλ]；[h]為天線高度；[ZCA]為天線的平均特性阻抗，其值為自由空間相對應(yīng)的對稱振子天線的平均特性阻抗的[12]，即：

[ZCA=120[ln2la-1]] （2）

式中：[a]為天線半徑；[l]為天線長度。

圖1 鞭狀天線示意圖

由式（1）可以看到，鞭狀天線的輸入阻抗和頻率有直接的關(guān)系，在整個短波段3～30 MHz，頻率為10個倍頻程，天線的輸入阻抗會起伏變化很大，而且天線高度為10 m，相比較低頻段波長小得多，這樣，天線的輸入電阻很小而輸入電抗很大，天線的Q值很大，天線諧振曲線比較尖銳，從而 的工作頻帶受到限制。

在實(shí)際天線設(shè)計(jì)和使用中，無法達(dá)到無限大理想導(dǎo)電地的要求，一般采用加鋪地網(wǎng)來近似實(shí)現(xiàn)，其示意圖如圖2所示。

圖2 加鋪地網(wǎng)的鞭狀天線示意圖

通過矩量法對圖2所示的鞭狀天線進(jìn)行計(jì)算，本文所有的矩量法計(jì)算均采用FEKO電磁仿真軟件，得出其輸入阻抗值如圖3、圖4所示。

圖3 天線輸入電阻

圖4 天線輸入電抗

2 短波寬帶鞭狀天線的設(shè)計(jì)

從圖3和圖4可以看到，10 m鞭狀天線在3～30 MHz短波段內(nèi)阻抗非常不平穩(wěn)，而且低頻段天線電阻很小，電抗很大。

為了實(shí)現(xiàn)天線的寬帶化，則必須使天線的阻抗對頻率的敏感度降低，在整個頻段內(nèi)阻抗平穩(wěn)，這其中最為有效地辦法就是對天線體進(jìn)行加載，在短波段，主要采用集總元件加載，加載的目的在于改善天線的輸入阻抗進(jìn)而展寬帶寬[3]。

理論和實(shí)驗(yàn)表明，對10 m鞭狀天線，兩個加載點(diǎn)即可使其阻抗大為平穩(wěn)。

對天線體的加載采用電阻和電抗混合加載，因?yàn)閱尾捎秒娮杓虞d，天線頻段會展寬，但是效率會很低；單采用電抗加載，天線效率會很高，但是頻段會很窄。經(jīng)過效率和帶寬的雙方面考慮，采用混合加載，加載過后的輸入阻抗不匹配問題我們再通過饋電端口的匹配網(wǎng)絡(luò)來進(jìn)行解決[4]。鞭天線高度為10 m，從電氣和結(jié)構(gòu)上綜合考慮，天線直徑采用10 cm，以天線輸入阻抗為目標(biāo)函數(shù)運(yùn)用遺傳算法[5?6]對天線體加載點(diǎn)和加載元件值進(jìn)行優(yōu)化，最后得出加載點(diǎn)和加載量如下：

天線第一加載段在天線高度7.4 m處，采用LR并聯(lián)加載，加載量如下：

[L=2.6e-6 H]

[R=100 Ω]

第二加載段在天線底部，采用LRC并聯(lián)加載，加載量如下：

[L=5.8e-6 HC=230e-12 FR=150 Ω]

兩段加載電路拓?fù)鋱D如圖5、圖6所示。

圖5 第一段加載示意圖

圖6 第二段加載示意圖

運(yùn)用矩量法對加載天線進(jìn)行計(jì)算，得出其輸入阻抗值如圖7所示。

圖7 加載天線輸入阻抗

圖7中上面的曲線代表天線輸入電阻，下面的曲線代表天線輸入電抗，可以看到，天線的輸入阻抗相比較未加載前有了明顯的改善。此時，天線輸入端口相對200 Ω的駐波比如圖8所示。

圖8 加載天線駐波比

從圖8可以看到，天線低頻段駐波比仍然有點(diǎn)高，主要是3～5 MHz頻段，駐波比大于3，最大可以達(dá)到6，為了使低頻段阻抗更加平穩(wěn)，降低天線駐波比，還需在饋電端口對輸入阻抗進(jìn)行匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)。

匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)采用改進(jìn)實(shí)頻法[7]，改進(jìn)實(shí)頻法針對實(shí)頻寬帶阻抗匹配進(jìn)行了兩點(diǎn)改進(jìn)，即采用非最小電抗均衡器和優(yōu)化均衡器帶外阻抗的方法，使均衡器阻抗的實(shí)部和虛部在Hilbert變換中增加附加的自由度，這樣可以獲得較好的匹配。

設(shè)計(jì)得出的匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)見圖9，采用的三階匹配網(wǎng)絡(luò)。其中，匹配網(wǎng)絡(luò)元器件值為：

[L1=0.628e-6 HL=9e-6 HC=200e-12 F]

圖9 匹配網(wǎng)絡(luò)示意圖

將矩量法計(jì)算的出的天線輸入阻抗[ZL]代入到此匹配網(wǎng)絡(luò)中，利用Matlab程序進(jìn)行計(jì)算得出天線輸入端口針對233 Ω的駐波比如圖10所示。

由圖11可以看到天線在整個短波頻段3～30 MHz內(nèi)，天線駐波比都小于2.1，這樣的話，天線可以和寬帶發(fā)射機(jī)良好匹配，實(shí)現(xiàn)了鞭狀天線的寬帶化。

但是考慮寬帶發(fā)射機(jī)內(nèi)阻為50 Ω，233∶50即4.66∶1的阻抗變換器為非常規(guī)變比的阻抗變換器，在實(shí)際中不好制作，為了方便，一般采用常規(guī)變比的4∶1變換器，計(jì)算得出天線輸入端口針對200 Ω的駐波比如圖11所示。

圖10 天線對233 Ω的駐波比

圖11 天線對200 Ω的駐波比

由圖11可以看到，使用常規(guī)變比4∶1的阻抗變換器，天線在整個頻段3～30 MHz內(nèi)最大駐波比不超過2.3，完全滿足要求。

通過矩量法計(jì)算了該天線的增益和效率，分別如圖12和圖13所示。

圖12 天線增益

圖13 天線的效率

按照前面的設(shè)計(jì)值實(shí)際制作了一副鞭狀天線，并對其駐波比進(jìn)行了測試，其測試波形如圖14所示。從實(shí)測數(shù)據(jù)可以看出，天線在低頻段3 MHz處駐波比最大，達(dá)到2.8，其他頻段最大不超過2.5，和計(jì)算相比，在低頻段和高頻段略有不同，主要還是由于測試環(huán)境和計(jì)算時未考慮阻抗變換器引入的阻抗影響導(dǎo)致的。但是這個結(jié)果依然可以保證天線和寬帶發(fā)射機(jī)良好匹配，實(shí)現(xiàn)了天線的寬帶化。

圖14 實(shí)測天線駐波比

3 結(jié) 論

本文對一種短波鞭狀寬帶天線做了介紹，該天線高度為10 m，直徑10 cm，通過對天線體兩個加載點(diǎn)進(jìn)行集總元件加載，并采用改進(jìn)實(shí)頻法進(jìn)行了天線饋電端口的匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)，使得天線在3～30 MHz頻段內(nèi)阻抗平穩(wěn)，利用矩量法計(jì)算了天線的駐波比、效率和增益，并制作了一副實(shí)際天線，并進(jìn)行了測試，測試結(jié)果和計(jì)算結(jié)果基本吻合，在短波段3～30 MHz內(nèi)駐波比最大為2.8，大部分頻段小于2.5，可以實(shí)現(xiàn)和寬帶發(fā)射機(jī)的良好匹配，實(shí)現(xiàn)了鞭天線的寬帶化。該天線體積小，安裝方便，不論是在寬闊的領(lǐng)域還是在房頂、車體、艦船等有限空間都會是一種實(shí)用的寬帶天線。

參考文獻(xiàn)

[1] 林昌祿，聶在平.天線工程手冊[M].北京：電子工業(yè)出版社，2002.

[2] 周朝棟，王元坤，楊恩耀.天線與電波[M].西安：西安電子科技大學(xué)出版社，1999.

[3] 王元坤，李玉權(quán).線天線的寬頻帶技術(shù)[M].西安：西安電子科技大學(xué)出版社，1995.

[4] 柳超，劉其中，梁玉軍，等.船用短波寬帶鞭狀天線研究[J].電波科學(xué)學(xué)報，2006，21（6）：955?958.

[5] BOAG A， MICHIELSSEN E， MITTRA R. Design of electrically loaded wire antennas using genetic algorithms [J]. IEEE Transactions on AP， 1996， 44（5）： 687?695.

[6] 魏忠偉，高火濤，柯亨玉.改進(jìn)遺傳算法對高頻寬帶加載天線的優(yōu)化設(shè)計(jì)[J].電波科學(xué)學(xué)報，2004，19（3）：343?347.

[7] 馬銀圣，何紹林.天線寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)中的改進(jìn)實(shí)頻法[J].中國電子科學(xué)研究院學(xué)報，2008（3）：432?435.

通過矩量法對圖2所示的鞭狀天線進(jìn)行計(jì)算，本文所有的矩量法計(jì)算均采用FEKO電磁仿真軟件，得出其輸入阻抗值如圖3、圖4所示。

圖3 天線輸入電阻

圖4 天線輸入電抗

2 短波寬帶鞭狀天線的設(shè)計(jì)

從圖3和圖4可以看到，10 m鞭狀天線在3～30 MHz短波段內(nèi)阻抗非常不平穩(wěn)，而且低頻段天線電阻很小，電抗很大。

為了實(shí)現(xiàn)天線的寬帶化，則必須使天線的阻抗對頻率的敏感度降低，在整個頻段內(nèi)阻抗平穩(wěn)，這其中最為有效地辦法就是對天線體進(jìn)行加載，在短波段，主要采用集總元件加載，加載的目的在于改善天線的輸入阻抗進(jìn)而展寬帶寬[3]。

理論和實(shí)驗(yàn)表明，對10 m鞭狀天線，兩個加載點(diǎn)即可使其阻抗大為平穩(wěn)。

對天線體的加載采用電阻和電抗混合加載，因?yàn)閱尾捎秒娮杓虞d，天線頻段會展寬，但是效率會很低；單采用電抗加載，天線效率會很高，但是頻段會很窄。經(jīng)過效率和帶寬的雙方面考慮，采用混合加載，加載過后的輸入阻抗不匹配問題我們再通過饋電端口的匹配網(wǎng)絡(luò)來進(jìn)行解決[4]。鞭天線高度為10 m，從電氣和結(jié)構(gòu)上綜合考慮，天線直徑采用10 cm，以天線輸入阻抗為目標(biāo)函數(shù)運(yùn)用遺傳算法[5?6]對天線體加載點(diǎn)和加載元件值進(jìn)行優(yōu)化，最后得出加載點(diǎn)和加載量如下：

天線第一加載段在天線高度7.4 m處，采用LR并聯(lián)加載，加載量如下：

[L=2.6e-6 H]

[R=100 Ω]

第二加載段在天線底部，采用LRC并聯(lián)加載，加載量如下：

[L=5.8e-6 HC=230e-12 FR=150 Ω]

兩段加載電路拓?fù)鋱D如圖5、圖6所示。

圖5 第一段加載示意圖

圖6 第二段加載示意圖

運(yùn)用矩量法對加載天線進(jìn)行計(jì)算，得出其輸入阻抗值如圖7所示。

圖7 加載天線輸入阻抗

圖7中上面的曲線代表天線輸入電阻，下面的曲線代表天線輸入電抗，可以看到，天線的輸入阻抗相比較未加載前有了明顯的改善。此時，天線輸入端口相對200 Ω的駐波比如圖8所示。

圖8 加載天線駐波比

從圖8可以看到，天線低頻段駐波比仍然有點(diǎn)高，主要是3～5 MHz頻段，駐波比大于3，最大可以達(dá)到6，為了使低頻段阻抗更加平穩(wěn)，降低天線駐波比，還需在饋電端口對輸入阻抗進(jìn)行匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)。

匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)采用改進(jìn)實(shí)頻法[7]，改進(jìn)實(shí)頻法針對實(shí)頻寬帶阻抗匹配進(jìn)行了兩點(diǎn)改進(jìn)，即采用非最小電抗均衡器和優(yōu)化均衡器帶外阻抗的方法，使均衡器阻抗的實(shí)部和虛部在Hilbert變換中增加附加的自由度，這樣可以獲得較好的匹配。

設(shè)計(jì)得出的匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)見圖9，采用的三階匹配網(wǎng)絡(luò)。其中，匹配網(wǎng)絡(luò)元器件值為：

[L1=0.628e-6 HL=9e-6 HC=200e-12 F]

圖9 匹配網(wǎng)絡(luò)示意圖

將矩量法計(jì)算的出的天線輸入阻抗[ZL]代入到此匹配網(wǎng)絡(luò)中，利用Matlab程序進(jìn)行計(jì)算得出天線輸入端口針對233 Ω的駐波比如圖10所示。

由圖11可以看到天線在整個短波頻段3～30 MHz內(nèi)，天線駐波比都小于2.1，這樣的話，天線可以和寬帶發(fā)射機(jī)良好匹配，實(shí)現(xiàn)了鞭狀天線的寬帶化。

但是考慮寬帶發(fā)射機(jī)內(nèi)阻為50 Ω，233∶50即4.66∶1的阻抗變換器為非常規(guī)變比的阻抗變換器，在實(shí)際中不好制作，為了方便，一般采用常規(guī)變比的4∶1變換器，計(jì)算得出天線輸入端口針對200 Ω的駐波比如圖11所示。

圖10 天線對233 Ω的駐波比

圖11 天線對200 Ω的駐波比

由圖11可以看到，使用常規(guī)變比4∶1的阻抗變換器，天線在整個頻段3～30 MHz內(nèi)最大駐波比不超過2.3，完全滿足要求。

通過矩量法計(jì)算了該天線的增益和效率，分別如圖12和圖13所示。

圖12 天線增益

圖13 天線的效率

按照前面的設(shè)計(jì)值實(shí)際制作了一副鞭狀天線，并對其駐波比進(jìn)行了測試，其測試波形如圖14所示。從實(shí)測數(shù)據(jù)可以看出，天線在低頻段3 MHz處駐波比最大，達(dá)到2.8，其他頻段最大不超過2.5，和計(jì)算相比，在低頻段和高頻段略有不同，主要還是由于測試環(huán)境和計(jì)算時未考慮阻抗變換器引入的阻抗影響導(dǎo)致的。但是這個結(jié)果依然可以保證天線和寬帶發(fā)射機(jī)良好匹配，實(shí)現(xiàn)了天線的寬帶化。

圖14 實(shí)測天線駐波比

3 結(jié) 論

本文對一種短波鞭狀寬帶天線做了介紹，該天線高度為10 m，直徑10 cm，通過對天線體兩個加載點(diǎn)進(jìn)行集總元件加載，并采用改進(jìn)實(shí)頻法進(jìn)行了天線饋電端口的匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)，使得天線在3～30 MHz頻段內(nèi)阻抗平穩(wěn)，利用矩量法計(jì)算了天線的駐波比、效率和增益，并制作了一副實(shí)際天線，并進(jìn)行了測試，測試結(jié)果和計(jì)算結(jié)果基本吻合，在短波段3～30 MHz內(nèi)駐波比最大為2.8，大部分頻段小于2.5，可以實(shí)現(xiàn)和寬帶發(fā)射機(jī)的良好匹配，實(shí)現(xiàn)了鞭天線的寬帶化。該天線體積小，安裝方便，不論是在寬闊的領(lǐng)域還是在房頂、車體、艦船等有限空間都會是一種實(shí)用的寬帶天線。

參考文獻(xiàn)

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[3] 王元坤，李玉權(quán).線天線的寬頻帶技術(shù)[M].西安：西安電子科技大學(xué)出版社，1995.

[4] 柳超，劉其中，梁玉軍，等.船用短波寬帶鞭狀天線研究[J].電波科學(xué)學(xué)報，2006，21（6）：955?958.

[5] BOAG A， MICHIELSSEN E， MITTRA R. Design of electrically loaded wire antennas using genetic algorithms [J]. IEEE Transactions on AP， 1996， 44（5）： 687?695.

[6] 魏忠偉，高火濤，柯亨玉.改進(jìn)遺傳算法對高頻寬帶加載天線的優(yōu)化設(shè)計(jì)[J].電波科學(xué)學(xué)報，2004，19（3）：343?347.

[7] 馬銀圣，何紹林.天線寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)中的改進(jìn)實(shí)頻法[J].中國電子科學(xué)研究院學(xué)報，2008（3）：432?435.

通過矩量法對圖2所示的鞭狀天線進(jìn)行計(jì)算，本文所有的矩量法計(jì)算均采用FEKO電磁仿真軟件，得出其輸入阻抗值如圖3、圖4所示。

圖3 天線輸入電阻

圖4 天線輸入電抗

2 短波寬帶鞭狀天線的設(shè)計(jì)

從圖3和圖4可以看到，10 m鞭狀天線在3～30 MHz短波段內(nèi)阻抗非常不平穩(wěn)，而且低頻段天線電阻很小，電抗很大。

為了實(shí)現(xiàn)天線的寬帶化，則必須使天線的阻抗對頻率的敏感度降低，在整個頻段內(nèi)阻抗平穩(wěn)，這其中最為有效地辦法就是對天線體進(jìn)行加載，在短波段，主要采用集總元件加載，加載的目的在于改善天線的輸入阻抗進(jìn)而展寬帶寬[3]。

理論和實(shí)驗(yàn)表明，對10 m鞭狀天線，兩個加載點(diǎn)即可使其阻抗大為平穩(wěn)。

對天線體的加載采用電阻和電抗混合加載，因?yàn)閱尾捎秒娮杓虞d，天線頻段會展寬，但是效率會很低；單采用電抗加載，天線效率會很高，但是頻段會很窄。經(jīng)過效率和帶寬的雙方面考慮，采用混合加載，加載過后的輸入阻抗不匹配問題我們再通過饋電端口的匹配網(wǎng)絡(luò)來進(jìn)行解決[4]。鞭天線高度為10 m，從電氣和結(jié)構(gòu)上綜合考慮，天線直徑采用10 cm，以天線輸入阻抗為目標(biāo)函數(shù)運(yùn)用遺傳算法[5?6]對天線體加載點(diǎn)和加載元件值進(jìn)行優(yōu)化，最后得出加載點(diǎn)和加載量如下：

天線第一加載段在天線高度7.4 m處，采用LR并聯(lián)加載，加載量如下：

[L=2.6e-6 H]

[R=100 Ω]

第二加載段在天線底部，采用LRC并聯(lián)加載，加載量如下：

[L=5.8e-6 HC=230e-12 FR=150 Ω]

兩段加載電路拓?fù)鋱D如圖5、圖6所示。

圖5 第一段加載示意圖

圖6 第二段加載示意圖

運(yùn)用矩量法對加載天線進(jìn)行計(jì)算，得出其輸入阻抗值如圖7所示。

圖7 加載天線輸入阻抗

圖7中上面的曲線代表天線輸入電阻，下面的曲線代表天線輸入電抗，可以看到，天線的輸入阻抗相比較未加載前有了明顯的改善。此時，天線輸入端口相對200 Ω的駐波比如圖8所示。

圖8 加載天線駐波比

從圖8可以看到，天線低頻段駐波比仍然有點(diǎn)高，主要是3～5 MHz頻段，駐波比大于3，最大可以達(dá)到6，為了使低頻段阻抗更加平穩(wěn)，降低天線駐波比，還需在饋電端口對輸入阻抗進(jìn)行匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)。

匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)采用改進(jìn)實(shí)頻法[7]，改進(jìn)實(shí)頻法針對實(shí)頻寬帶阻抗匹配進(jìn)行了兩點(diǎn)改進(jìn)，即采用非最小電抗均衡器和優(yōu)化均衡器帶外阻抗的方法，使均衡器阻抗的實(shí)部和虛部在Hilbert變換中增加附加的自由度，這樣可以獲得較好的匹配。

設(shè)計(jì)得出的匹配網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)見圖9，采用的三階匹配網(wǎng)絡(luò)。其中，匹配網(wǎng)絡(luò)元器件值為：

[L1=0.628e-6 HL=9e-6 HC=200e-12 F]

圖9 匹配網(wǎng)絡(luò)示意圖

將矩量法計(jì)算的出的天線輸入阻抗[ZL]代入到此匹配網(wǎng)絡(luò)中，利用Matlab程序進(jìn)行計(jì)算得出天線輸入端口針對233 Ω的駐波比如圖10所示。

由圖11可以看到天線在整個短波頻段3～30 MHz內(nèi)，天線駐波比都小于2.1，這樣的話，天線可以和寬帶發(fā)射機(jī)良好匹配，實(shí)現(xiàn)了鞭狀天線的寬帶化。

但是考慮寬帶發(fā)射機(jī)內(nèi)阻為50 Ω，233∶50即4.66∶1的阻抗變換器為非常規(guī)變比的阻抗變換器，在實(shí)際中不好制作，為了方便，一般采用常規(guī)變比的4∶1變換器，計(jì)算得出天線輸入端口針對200 Ω的駐波比如圖11所示。

圖10 天線對233 Ω的駐波比

圖11 天線對200 Ω的駐波比

由圖11可以看到，使用常規(guī)變比4∶1的阻抗變換器，天線在整個頻段3～30 MHz內(nèi)最大駐波比不超過2.3，完全滿足要求。

通過矩量法計(jì)算了該天線的增益和效率，分別如圖12和圖13所示。

圖12 天線增益

圖13 天線的效率

按照前面的設(shè)計(jì)值實(shí)際制作了一副鞭狀天線，并對其駐波比進(jìn)行了測試，其測試波形如圖14所示。從實(shí)測數(shù)據(jù)可以看出，天線在低頻段3 MHz處駐波比最大，達(dá)到2.8，其他頻段最大不超過2.5，和計(jì)算相比，在低頻段和高頻段略有不同，主要還是由于測試環(huán)境和計(jì)算時未考慮阻抗變換器引入的阻抗影響導(dǎo)致的。但是這個結(jié)果依然可以保證天線和寬帶發(fā)射機(jī)良好匹配，實(shí)現(xiàn)了天線的寬帶化。

圖14 實(shí)測天線駐波比

3 結(jié) 論

本文對一種短波鞭狀寬帶天線做了介紹，該天線高度為10 m，直徑10 cm，通過對天線體兩個加載點(diǎn)進(jìn)行集總元件加載，并采用改進(jìn)實(shí)頻法進(jìn)行了天線饋電端口的匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)，使得天線在3～30 MHz頻段內(nèi)阻抗平穩(wěn)，利用矩量法計(jì)算了天線的駐波比、效率和增益，并制作了一副實(shí)際天線，并進(jìn)行了測試，測試結(jié)果和計(jì)算結(jié)果基本吻合，在短波段3～30 MHz內(nèi)駐波比最大為2.8，大部分頻段小于2.5，可以實(shí)現(xiàn)和寬帶發(fā)射機(jī)的良好匹配，實(shí)現(xiàn)了鞭天線的寬帶化。該天線體積小，安裝方便，不論是在寬闊的領(lǐng)域還是在房頂、車體、艦船等有限空間都會是一種實(shí)用的寬帶天線。

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