李 科，向中凡，黃 磊，彭 韜

(西華大學(xué)機(jī)械工程與自動(dòng)化學(xué)院，四川 成都 610039)

在風(fēng)力發(fā)電控制系統(tǒng)中，整流斬波技術(shù)、逆變技術(shù)、最大功率跟蹤技術(shù)和三相鎖相環(huán)技術(shù)等都需對(duì)系統(tǒng)中的交流信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)采樣分析[1-3]。實(shí)時(shí)采樣是指對(duì)被測(cè)信號(hào)的瞬時(shí)值進(jìn)行測(cè)量，由此得到的數(shù)值實(shí)時(shí)性好、信息量大，通過不同的算法還可從數(shù)值中獲得多種參數(shù)(如瞬時(shí)值、有效值、相位值、諧波分量等)。隨著數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)技 術(shù)的發(fā)展，高速實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)處理已成為可能[4]。本文使用閉環(huán)霍爾傳感器、信號(hào)調(diào)理電路、TI公司的數(shù)字信號(hào)處理器DSP2812完成的交流實(shí)時(shí)采樣系統(tǒng)，保證了信號(hào)采集的精度，同時(shí)降低了開發(fā)成本。

1 交流采樣系統(tǒng)

交流采樣是指按一定規(guī)律對(duì)待測(cè)信號(hào)的瞬時(shí)值進(jìn)行采樣，再通過算法對(duì)被測(cè)信號(hào)進(jìn)行數(shù)值處理，從而獲得被測(cè)量。其理論基礎(chǔ)是Nyquist采樣定理，即以高于待測(cè)信號(hào)最高頻率2倍的采樣頻率進(jìn)行采樣，以保持信號(hào)原有的基本特征。其系統(tǒng)一般由信號(hào)測(cè)量傳感器、信號(hào)調(diào)理電路和微控制器等組成。本文的交流采樣系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 交流采樣系統(tǒng)

1.1 閉環(huán)霍爾傳感器

閉環(huán)霍爾傳感器的工作原理是磁平衡[5]，霍爾器件在傳感器中起指示零磁通的作用。這種測(cè)量原理使被測(cè)電流與測(cè)量電路經(jīng)過了電—磁—電的隔離轉(zhuǎn)換使強(qiáng)電與弱電分離，如圖2所示。

圖2 閉環(huán)式霍爾電壓傳感器原理

當(dāng)傳感器主回路中有電流IH時(shí)，IH將在聚磁環(huán)產(chǎn)生磁場(chǎng)ΦH，使置于聚磁環(huán)中的霍爾器件輸出控制信號(hào)驅(qū)動(dòng)功率器件獲得補(bǔ)償電流IM。IM通過次級(jí)線圈產(chǎn)生磁場(chǎng)ΦM，它與ΦH恰好相反，從而使霍爾器件的輸出信號(hào)強(qiáng)度逐漸減小。當(dāng)磁場(chǎng)ΦH與磁場(chǎng)ΦM相等時(shí)霍爾器件的輸出信號(hào)不再減小，達(dá)到平衡狀態(tài)。被測(cè)電流IH的任何變化都將會(huì)破壞這一平衡，霍爾器件便會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)的控制信號(hào)使磁場(chǎng)重新回到平衡，形成一個(gè)動(dòng)態(tài)平衡，此時(shí)便可通過IM間接測(cè)量輸入電流IH的大小。

在測(cè)量電壓時(shí)，通常在傳感器的輸入端串聯(lián)一個(gè)限流電阻RH，得到與被測(cè)電壓UH成比例的輸入電流IH，同時(shí)在輸出端外接測(cè)量電阻RM，補(bǔ)償電流IM流過RM時(shí)將在兩端產(chǎn)生電壓信號(hào)UM，如圖2所示。通過測(cè)量UM便可得到輸入電壓信號(hào)

UH=(NM/NH)(UM/RM)RH

(1)

閉環(huán)式霍爾電壓傳感器CHV-25P的電流傳輸比為2500∶1000，傳感器的原邊輸入電流IH與被測(cè)電壓UH的比值關(guān)系由外部電阻RH確定，為使傳感器工作在線性范圍內(nèi)，選擇電阻RH使IH在額定電流0～±14 mA內(nèi)，有

RH=UH/IH-Rin。

(2)

式中：UH為待測(cè)輸入信號(hào)；IH為傳感器的工作電流；Rin為傳感器的原邊輸入內(nèi)阻。

CHV-25P的原邊內(nèi)阻為250 Ω，若設(shè)計(jì)用于采集峰值為310 V交流信號(hào)，并使傳感器最大輸入電流為±10 mA，根據(jù)式(2)可以計(jì)算得，RH=30.75 kΩ。取測(cè)量電阻RM為60 Ω，則將在RM兩端輸出峰值為±1.5 V的正弦信號(hào)。

1.2 信號(hào)預(yù)處理電路

由于測(cè)量電路的輸出為交流信號(hào)，而DSP2812 的A/D模塊輸入電壓范圍為0～3.0 V，故需對(duì)輸出信號(hào)進(jìn)行調(diào)理[6]。本文設(shè)計(jì)的信號(hào)預(yù)處理電路主要由輸入隔離電路、濾波電路、偏置電路、比例放大電路4部分組成，如圖3所示。根據(jù)圖中電路參數(shù)，運(yùn)用運(yùn)算放大器電路的“虛短、虛斷”分析法得到各個(gè)組成部分的傳遞函數(shù)，由傳遞函數(shù)輸入輸出關(guān)系可得到輸出信號(hào)在+0.5～+2.5 V范圍內(nèi)，如圖4所示。其中G(s)為二階壓控電壓源濾波器電路傳遞函數(shù)。該濾波器由2節(jié)RC濾波電路和同相比例放大電路組成，具有輸入阻抗高、輸出阻抗低的特點(diǎn)。同相比例放大電路就是所謂的壓控電壓源，同相比例放大電路的電壓增益就是該低通濾波器的通帶電壓增益，即Af=AVF=1+R4/R3。若取RC濾波電路的電阻R1=R2=R，得到其傳遞函數(shù)

圖3 信號(hào)預(yù)處理電路

圖4 信號(hào)預(yù)處理電路結(jié)構(gòu)圖

(3)

由式(3)可以看出，當(dāng)Af=AVF<3時(shí)，電路穩(wěn)定工作；當(dāng)Af=AVF≥3時(shí)，G(s)將有極點(diǎn),處于右半s平面或者虛軸上，電路將產(chǎn)生自激震蕩。

令ωn=1/RC,Q=1/(3-AVF)，則

式(4)為該濾波器傳遞函數(shù)的典型表達(dá)式。其中ωn為特征角頻率，Q為等效品質(zhì)因數(shù)。計(jì)算得到本文使用的濾波器的通帶增益Af=2，通帶截止頻率為f0=1/(2πRC)=370 Hz，電路將不會(huì)產(chǎn)生震蕩現(xiàn)象。綜上分析，可以得到信號(hào)處理電路的輸入輸出關(guān)系為Uo(t)=(2×Ui(t)+5)×0.31。

1.3 DSP2812的A/D轉(zhuǎn)換誤差校正

在信號(hào)實(shí)時(shí)采集系統(tǒng)中,高性能A/D轉(zhuǎn)換器價(jià)格昂貴，開發(fā)成本高。TI公司的DSP2812芯片內(nèi)部集成了一個(gè)具有12位精度的流水線結(jié)構(gòu)的ADC模塊[7]，同時(shí)內(nèi)置了采樣/保持器，最多可以選擇輸入16路模擬信號(hào)，可運(yùn)行在25 MHz時(shí)鐘頻率下對(duì)0～+3.0V信號(hào)進(jìn)行快速轉(zhuǎn)換，理論采樣精度可以達(dá)到0.1%；然而對(duì)輸入0～+3.0 V 信號(hào)的實(shí)驗(yàn)測(cè)試發(fā)現(xiàn)，轉(zhuǎn)換結(jié)果和實(shí)際值相比誤差較大，如圖5所示，如果直接使用轉(zhuǎn)換結(jié)果必然會(huì)降低系統(tǒng)精度。

圖5 DSP2812內(nèi)部A/D測(cè)試

DSP2812內(nèi)部ADC模塊精度較差的原因主要是存在增益誤差和失調(diào)誤差[8]。若設(shè)A/D轉(zhuǎn)換方程為OutputCount=Gain×InputCount-Offset。其中，OutputCount為數(shù)字量輸出計(jì)數(shù)，Gain為增益誤差參數(shù)，InputCount=Input×4095/3.0為數(shù)字量輸入計(jì)數(shù)(Input為模擬輸入)，Offset為失調(diào)誤差。在理想狀態(tài)下有Gain=1，Offset=0。要得到較高精度的轉(zhuǎn)換結(jié)果，就必須校正這2個(gè)參數(shù)實(shí)際值。本文使用的校正方法如圖6所示，任意選用ADC的2個(gè)模擬輸入通道(如ADCINA0和ADCINA1)分別輸入已知的直流參考信號(hào)RefLow和RefHigh，其理想轉(zhuǎn)換輸出數(shù)值分別為RefLowIdealCout和RefHighIdealCout。通過讀取相應(yīng)的結(jié)果寄存器獲取實(shí)際轉(zhuǎn)換輸出數(shù)值，分別為RefLowActualCout和RefHighActualCout，利用2組輸入輸出值求出實(shí)際的增益參數(shù)和失調(diào)誤差，然后利用計(jì)算得到的參數(shù)對(duì)其他通道轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)進(jìn)行校正。

圖6 A/D誤差校正

誤差參數(shù)求解公式

(5)

校正算法需要2路標(biāo)準(zhǔn)模擬參考信號(hào)。本文使用DSP的SPI總線控制TLV5620芯片輸出2路模擬信號(hào)RefLow=0.5V和RefHigh=2.5V。TLV5620是一個(gè)具有4通道的8位電壓輸出的D/A轉(zhuǎn)換器，能產(chǎn)生高于基準(zhǔn)電壓1倍或2倍的輸出電壓，其DAC的寄存器采用雙緩沖結(jié)構(gòu)，并在輸出端采用了Schmitt觸發(fā)器高效抑制噪聲。TLV5620通過和CMOS 兼容的三線串行SPI總線進(jìn)行數(shù)字控制，總線數(shù)據(jù)由11位的命令字組成，包括2個(gè)DAC輸出通道選擇位、1個(gè)輸出范圍位和8個(gè)數(shù)字量數(shù)據(jù)位，控制時(shí)序如圖7所示。每個(gè)通道輸出電壓為

(6)

式中：UO為模擬量輸出值；REF為參考輸入值；CODE為數(shù)字量輸入值；RNG為輸出范圍選擇位(0或者1)。

圖7 TLV5620的控制時(shí)序

2 軟件設(shè)計(jì)

采集系統(tǒng)的軟件主要有2部分：1)系統(tǒng)主程序，包括系統(tǒng)初始化、產(chǎn)生誤差校正參考信號(hào)、采集周期定時(shí)器配置等；2)A/D轉(zhuǎn)換完成中斷服務(wù)程序，包括A/D轉(zhuǎn)換寄存器的讀取與計(jì)算、誤差校正參數(shù)的計(jì)算以及信號(hào)的校正。使用CCS4.2編寫代碼，利用DSP2812的定時(shí)器0控制A/D周期采樣，程序流程如圖8所示。

圖8 程序流程圖

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與誤差分析

采用文中描述的交流采集方案，完成的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖9所示。

1—信號(hào)采集板；2—DSP2812控制板；3—電源；4—DSP仿真器。

使用A/D直接采樣0～3 V直流輸入信號(hào)的結(jié)果如表1所示?？梢钥闯觯涸谛Ｕ薃/D轉(zhuǎn)換的增益誤差和失調(diào)誤差之后，采樣誤差明顯減?。?DSP2812的A/D輸入范圍為0.25～2.75 V，若超出此范圍的信號(hào)由于DSP2812內(nèi)部寄存器的位寬限制等原因?qū)?huì)造成A/D轉(zhuǎn)換結(jié)果寄存器數(shù)據(jù)截?cái)鄟G失。

表1 采樣誤差分析

表1(續(xù))

對(duì)信號(hào)調(diào)理電路輸入峰值為310 V的交流信號(hào)進(jìn)行整個(gè)采樣系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)，其結(jié)果如圖10所示。使用A/D轉(zhuǎn)換誤差校正算法，校正了信號(hào)采集偏差，提高了信號(hào)采集精度。

圖10 正弦交流采樣

4 結(jié)論

本文提出了一種以TMS320F2812 DSP為核心控制器的交流采樣方法，通過對(duì)硬件電路設(shè)計(jì)及軟件編程，完成了交流信號(hào)采集及數(shù)據(jù)處理實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的搭建；校正了DSP2812內(nèi)部ADC模塊模數(shù)轉(zhuǎn)換參數(shù)，提高了系統(tǒng)精度。

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