奚松濤 武小坡

(南京電子技術(shù)研究所 南京 210013)

1 引言

串行饋電網(wǎng)絡(luò)體積小，耐功率高，且可以在不增加體積的前提下實現(xiàn)非 2的整數(shù)次方路數(shù)功率分配，被廣泛應(yīng)用于固態(tài)發(fā)射機(jī)中，用作功率分配器和功率合成器。串行饋電網(wǎng)絡(luò)各端口的幅度一致性將影響其功率合成效率，從而影響發(fā)射機(jī)的輸出功率。

對于層壓式串行饋電網(wǎng)絡(luò)而言，由于其電路全部在印制板內(nèi)部，網(wǎng)絡(luò)各端口幅度不一致的問題將無法通過調(diào)節(jié)電路來解決。

本文設(shè)計了一種帶缺陷地的串行饋電網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)可以通過調(diào)節(jié)缺陷地面積的大小實現(xiàn)各端口幅度的調(diào)節(jié)，從而使各端口的輸出幅度達(dá)到基本一致。

2 原理

2.1 串行饋電網(wǎng)絡(luò)工作原理

串行饋電網(wǎng)絡(luò)是將寬邊耦合定向耦合器串聯(lián)起來，每一個定向耦合器將主路信號耦合出一部分輸出，當(dāng)耦合功率滿足一定數(shù)值，使得每一路輸出的功率一致時，則該串行饋電網(wǎng)絡(luò)為等功分串行饋電網(wǎng)絡(luò)。

圖1是將定向耦合器級聯(lián)起來構(gòu)成串行饋電網(wǎng)絡(luò)的網(wǎng)絡(luò)框圖。串行饋電網(wǎng)絡(luò)作功率分配器用時，信號從P11輸入，P12,P22,P32,P42和P43為信號輸出端；作功率合成器用時，P12,P22,P32,P42和P43為信號輸入端，P11為信號輸出端。P14,P24,P34,P44分別接50 ?負(fù)載。

在理想情況下，如果要求各端口輸出一致，則各耦合器的耦合功率比如下：

圖1 串行饋電網(wǎng)絡(luò)示意框圖Fig.1 Block diagram of the serial feeding network

根據(jù)定向耦合器的耦合功率比以及所選用板材的介電常數(shù)等信息，就可以計算出各耦合器的電路參數(shù)。再將各定向耦合器用50 ?阻抗線級聯(lián)起來，各耦合端間距滿足分端口間距要求，就構(gòu)成了5路串行饋電網(wǎng)絡(luò)。

2.2 串行饋電網(wǎng)絡(luò)各端口幅度一致性分析

串行饋電網(wǎng)絡(luò)是由寬邊耦合定向耦合器[1]構(gòu)成的，其各端口幅度誤差主要由寬邊定向耦合器的耦合度偏差引起。寬邊耦合定向耦合器可實現(xiàn)較強的耦合，其結(jié)構(gòu)示意圖如圖2所示。

圖2中左圖為寬邊耦合定向耦合器的截面圖，Er1,Er2,Er3為板材的介電常數(shù)，一般應(yīng)用中，3層板材的介電常數(shù)是相等的。W為耦合區(qū)的線寬，t為銅箔厚度，wc為耦合器印制線的偏移量，s為耦合器的板厚，B為整個腔體的高度。右圖為寬邊耦合定向耦合器耦合區(qū)雙面電路圖，P一般為使用頻率的1/4波長。在介電常數(shù)和板材高度已知的前提下，可以計算出不同耦合度下的印制線線寬W和兩層印制線之間的偏移量wc，從而設(shè)計出相應(yīng)耦合度的寬邊耦合定向耦合器。

當(dāng)然在實際加工中，上述變量都會存在一定的誤差，因此在設(shè)計時要考慮誤差的影響，否則，實際所測得的耦合度和設(shè)計值會有偏差。

對于圖 2所示寬邊耦合器而言，W 越寬，wc越大，s越小，B越大，耦合度越強，相反地耦合器耦合度越弱。其中W主要取決于印制板蝕刻精度以及光繪模板的曝光精度，wc取決于光繪模板的拼版精度以及W的最終寬度，s和B取決于板材的精度。因此可以根據(jù)板材的選擇(s和B的公差偏向)以及光繪模板拼版精度(s的公差偏向)來適當(dāng)調(diào)整印制線的線寬(W)，達(dá)到中和公差影響的目的。

圖3所示是用ansoft公司的designer軟件仿真的當(dāng)W變化±0.03，以及s變化±0.03情況下8 dB耦合器的耦合度變化。

可以看出，當(dāng)W為正公差而s為負(fù)公差或W為負(fù)公差而s為正公差的時候，其耦合度變化較大。8 dB耦合器在W和s極限公差0.03 mm情況下的幅度偏差達(dá)到了±0.3 dB，此時8 dB耦合器的耦合功率比偏差達(dá)到±6%。

對于單個耦合器而言，這樣的變化可能不大，但利用這樣的耦合器構(gòu)成的串行饋電網(wǎng)絡(luò)，其誤差將不斷疊加，使得串行饋電網(wǎng)絡(luò)各端口之間的幅度一致性偏差較大，對其合成效率帶來較大的影響。

一般情況下，在同一個電路中，因加工工藝相同，各耦合器的耦合度是同時變強或同時變?nèi)醯?。假設(shè)偏差為Δ (這里Δ為功率百分比)。則

進(jìn)一步通過計算可以推出

以Δ=0.02和Δ=-0.02為例，計算各端口的功率比以及傳輸幅度結(jié)果如表1所示。

圖2 定向耦合器示意圖Fig.2 Diagram of the coupler

圖3 不同線寬和板材厚度下的耦合度Fig.3 The coupling factor with different W and s

表1 各端口功率輸出與功率偏差百分比之間的關(guān)系Tab.1 Power output with the change of Δ

由表 1中數(shù)據(jù)計算可得，當(dāng)Δ=0.02時，P12端口的輸出功率比為 0.2200，對應(yīng)幅度為?6.58 dB，而P43端口的輸出功率比為0.1776，對應(yīng)幅度為?7 .51 dB，兩者相差約1 dB，當(dāng)Δ=-0.02時，P12端口的輸出功率比為0.1800，對應(yīng)幅度為?7 .45 dB，而P43端口的輸出功率比為0.2265，對應(yīng)幅度為?6 .45 dB，兩者相差約 1 dB。如果按正常的加工工藝，Δ=0.06時，5路串行饋電網(wǎng)絡(luò)的幅度誤差將難以想象。

2.3 缺陷地的應(yīng)用

1999年韓國學(xué)者Park和Kim等人在研究光子帶隙(Photonic Band Gap,PBG)結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上首次提出了缺陷地結(jié)構(gòu)(Defected Ground Structure,DGS)[2－4]。DGS是通過在微帶線的接地板上蝕刻出缺陷圖案，以改變微帶線襯底材料有效介電常數(shù)分布，從而改變微帶線的分布電感和電容，使得由DGS構(gòu)成的微帶線具有帶阻和慢波特性[5－15]。同樣，在介質(zhì)帶狀線的接地板上蝕刻出缺陷圖案，可以改變介質(zhì)帶狀線的有效介電常數(shù)。

圖4所示為啞鈴型DGS模型和等效電路，該電路的諧振頻率可表示為：

式中ωc代表3 dB截止角頻率，Z0指傳輸線的特性阻抗。等效電感Lp的大小取決于啞鈴兩端蝕刻方塊的面積(a×b)，方塊的面積越大，Lp也越大；等效電容Cp的大小取決與l的大小，當(dāng)l增加，Cp也增加。

圖4 DGS模型及等效電路Fig.4 DGS model and its equivalent electrical circuit

而串行饋電網(wǎng)絡(luò)中定向耦合器的奇偶模和耦合度之間的關(guān)系如下：

此處K為寬邊定向耦合器的耦合度，Z0e和Z0o特性阻抗，L和C為分布電感和分布電容。因此改變L和C中的1個值或2個都改變，就能使寬邊耦合定向耦合器的耦合度發(fā)生變化。如果能夠?qū)⑷毕莸丶虞d到寬邊耦合定向耦合器上邊，改變方塊的面積(a×b)或 l的大小，就可以達(dá)到改變L和C的目的了。

對于改變寬邊定向耦合器的耦合度而言，只需要改變L和C中的1個變量即可，因此我們將啞鈴型缺陷地改成矩形缺陷地形式。設(shè)計在寬邊耦合定向耦合器的正上方，就構(gòu)成了帶缺陷地的寬邊耦合定向耦合器，如圖5所示。

3 仿真計算

我們選擇S波段6 dB定向耦合器為例。板材由2層1.27 mm厚和1層0.25 mm厚的板材構(gòu)成，其中0.25 mm后的板材正反面印制耦合器電路，板材介電常數(shù)為2.94。應(yīng)用Ansoft HFSS11進(jìn)行仿真。

圖5所示為帶缺陷地和不帶缺陷地的定向耦合器仿真模型。缺陷地的尺寸為a=10 mm,l=10 mm。對應(yīng)相同印制電路，2個定向耦合器的耦合度曲線如圖6所示。其端口駐波和隔離度曲線如圖7和圖8所示。

由上述仿真比較可知，帶缺陷地的定向耦合器的耦合度要比不帶缺陷地的強約0.4 dB。此外，其隔離度和端口駐波都在20 dB以下，滿足一般系統(tǒng)設(shè)計要求。

4 實驗驗證

設(shè)計并制作了一種S波段5路的帶缺陷地的串行饋電網(wǎng)絡(luò)，外形如圖4所示。板材由2層1.27 mm厚和1層0.25 mm厚的板材構(gòu)成，板材介電常數(shù)2.94，其中0.25 mm厚的板材正反面印制耦合器電路，3層板材通過半固化片層壓在一起。缺陷地矩形框在各輸出端口所在耦合器耦合區(qū)的正上方。為了更精確地控制缺陷地對耦合度的影響，將缺陷地設(shè)計成多個小的矩形，如圖9所示。

圖5 定向耦合器仿真模型Fig.5 Simulation model of the coupler

圖6 定向耦合器耦合度曲線Fig.6 The Coupling factor of the coupler

用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測試P11端口到P12端口之間的幅度，在全部覆蓋P12端口所對應(yīng)的缺陷地后，中心頻點的幅度為7.8 dB，不覆蓋的情況下，P12端口中心頻點的幅度為7.4 dB，兩者相差0.4 dB，該端口15%帶寬頻帶內(nèi)60個頻點的幅度測試數(shù)據(jù)如圖10所示。

其他端口在覆蓋和不覆蓋情況下，幅度變化在0.2 dB到0.4 dB之間。一般情況下，所在端口對應(yīng)耦合器的耦合度越弱，幅度變化范圍越大。

將串行饋電網(wǎng)絡(luò)中的缺陷地全部覆蓋和全部不覆蓋的情況下以及部分覆蓋(調(diào)試)后中心頻點的數(shù)據(jù)如表2所示。

圖7 定向耦合器耦合端端口駐波曲線Fig.7 The VSWR factor of the coupler

圖8 定向耦合器隔離度曲線Fig.8 The isolation factor of the coupler

圖9 帶缺陷地的串行饋電網(wǎng)絡(luò)示意圖Fig.9 Diagram of the serial feeding network with DGS

圖10 P12端口在缺陷地全覆蓋和不覆蓋時實測幅度曲線Fig.10 The testing amplitude with DGS and without DGS

表2 缺陷地極限狀態(tài)和調(diào)試狀態(tài)的測試數(shù)據(jù)比較(dB)Tab.2 The comparative amplitude (dB)

由表2數(shù)據(jù)可知，通過調(diào)節(jié)各端口所對應(yīng)耦合器的缺陷地數(shù)量，可以將原本幅度偏差0.7 dB的串行饋電網(wǎng)絡(luò)的端口幅度一致性調(diào)整得比較理想(0.1 dB)。達(dá)到了通過調(diào)整缺陷地來調(diào)試串行饋電網(wǎng)絡(luò)幅度一致性的目的。上述針對幅度一致性的調(diào)試過程，均在串饋網(wǎng)絡(luò)大面積地上進(jìn)行，對內(nèi)部電路不構(gòu)成損傷，保證了串饋網(wǎng)絡(luò)的可靠性。

針對星載產(chǎn)品，可以采用根據(jù)測試結(jié)果增加缺陷地的方式以避免過多的焊接等過程。具體操作為根據(jù)首件測試結(jié)果計算出需要蝕刻的缺陷地大小和數(shù)量，然后在印制板表面將需要的缺陷地進(jìn)行激光蝕刻，通過測試篩選將滿足指標(biāo)要求的產(chǎn)品篩選出來。

5 結(jié)論

本文設(shè)計了一種層壓式串行饋電網(wǎng)絡(luò)，通過在串行饋電網(wǎng)絡(luò)中增加缺陷地設(shè)計，并通過改變?nèi)毕莸卮翱诘臄?shù)量對串行饋電網(wǎng)絡(luò)各端口的幅度進(jìn)行調(diào)節(jié)，解決了層壓式串行饋電網(wǎng)絡(luò)無法調(diào)試的問題，從而使串行饋電網(wǎng)絡(luò)各端口輸出幅度盡量保持一致。使用該方法生產(chǎn)的串饋網(wǎng)絡(luò)可靠性高，成品率高，已經(jīng)成功應(yīng)用于某星載發(fā)射機(jī)中，在軌運行良好。

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