王麗娟　孫光輝

摘要：在無(wú)線通信系統(tǒng)中，信號(hào)容易受到頻偏的影響。目前使用的抗頻偏方法大多數(shù)不能很好的適應(yīng)復(fù)雜多變的應(yīng)用環(huán)境的要求。針對(duì)大頻偏色散場(chǎng)合，通過(guò)對(duì)幾種常用方法地分析比較，提出了一種基于一維星座圖的抗頻偏方法，通過(guò)選用不同的頻移值在無(wú)線移動(dòng)信道上進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，可以有效減小頻偏對(duì)信號(hào)系統(tǒng)的影響，對(duì)于實(shí)現(xiàn)大頻偏色散場(chǎng)合的抗頻偏有著積極的參考意義。

關(guān)鍵詞：無(wú)線通信；頻偏；星座圖

中國(guó)分類(lèi)號(hào)：TP311 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1009-3044（2014）30-7036-03

One-dimensional Constellation Used in Large Offset Dispersion

WANG Li-juan SUN Guang-hui

（Department of Computer， Hunan University of Arts and Science， Changde 415000， China）

Abstract： In the wireless communication system，Signal is easy affect by frequency offset， Methods currently used anti-offset most are not well adapted the requirements of complex application environments。Occasions for large offset dispersion，proposed a one-dimensional constellation based on the anti-offset optimization method， By choosing different values ??of the frequency shift in the wireless mobile channel simulation using this method can effectively reduce the impact of offset on the signal system， In actual use， whole of work has a lot of positive value of reference for the realization of the offset in large offset dispersion.

Key words： wireless communication； frequency offset； constellation

在無(wú)線通信系統(tǒng)中，由于發(fā)送設(shè)備和接收設(shè)備之間的頻差，以及客戶端設(shè)備移動(dòng)帶來(lái)的多普勒頻移等影響，使得載波頻率與本地晶振的頻率之間存在著頻率偏移，簡(jiǎn)稱頻偏。[1，2]由于頻偏的存在，信號(hào)受到一個(gè)乘性的影響，這個(gè)影響在接收機(jī)上是不能忽略的，為了保證數(shù)據(jù)的可靠傳輸，要盡量的減少頻偏對(duì)信號(hào)系統(tǒng)的影響。一維星座圖是指信號(hào)點(diǎn)全部設(shè)置在了一條直線上，比如BPSK就屬于這種形式。信道發(fā)生大頻率色散時(shí)（如高速移動(dòng)），調(diào)制系統(tǒng)無(wú)法采用高階的星座圖，而不選擇BPSK這樣的調(diào)制。[3，4，5]此時(shí)，利用GOFDM（廣義正交頻分復(fù)用系統(tǒng)）中[νR] <[ν1]的特點(diǎn)，將其一維星座圖號(hào)點(diǎn)設(shè)置在實(shí)軸上可以更有效地抵抗ICI。這樣，在符號(hào)判決時(shí)不存在虛部對(duì)實(shí)部的串?dāng)_，只考慮GOFDM實(shí)部受到的自串?dāng)_[νR]即可。從星座圖上看，三角滾降具有最小的[νR]，其恢復(fù)符號(hào)的橢圓短半徑達(dá)到最小?？梢?jiàn)，當(dāng)使用一維星座圖時(shí)，在所有的GOFDM系統(tǒng)中（包括傳統(tǒng)OFDM），應(yīng)用三角滾降脈沖的DM具有最佳的抗頻偏性能。下文中，我們把該GOFDM稱為T(mén)-GOFDM，“T”表示”Triangular Pulse”。

1 三種系統(tǒng)在不同[ε]下的載干比分析

接下來(lái)對(duì)采用BPSK的T-GOFDM進(jìn)行分析和仿真，并與傳統(tǒng)OFDM進(jìn)行比較，注意文獻(xiàn)[4，7]提出了旨在抑制ICI的部分響應(yīng)OFDM，其同樣采用的是BPSK星座圖，以下的分析也將其包括在內(nèi)。以上三種系統(tǒng)分別記之為T(mén)-GOFDM/BPSK、OFDM/BPSK、 POFDM/BPSK（“P”表示部分響應(yīng)）?？疾煲陨先N系統(tǒng)在不同[ε]下的載干比[7]（carrier interference ratio，CIR），不考慮AWGN和多徑效應(yīng)。從圖1中可見(jiàn)：T-GOFDM/BPSK總是優(yōu)于OFDM/BPSK；當(dāng)[ε]<0.47時(shí)，T-GOFDM/BPSK優(yōu)于POFDM/BPSK； [ε]越小其相對(duì)于前兩者的優(yōu)勢(shì)就越明顯。

2 頻偏和AWGN同時(shí)存在情況下恢復(fù)符號(hào)的分布

現(xiàn)在考察頻偏和AWGN同時(shí)存在情況下恢復(fù)符號(hào)的分布。給出了OFDM/BPSK、OFDM/BPSK和POFDM/BPSK三種系統(tǒng)恢復(fù)符號(hào)的分布直方圖，N=128、[ε]=0.15，歸一化信噪比Eb/n0=15dB。由于采用的是BPSK調(diào)制方式，因此直方圖統(tǒng)計(jì)的是恢復(fù)符號(hào)在星座圖實(shí)軸上的投影。圖中坐標(biāo)軸的比例尺和刻度均一致。結(jié)果在圖2給出。

（a） OFDM/BPSK系統(tǒng)恢復(fù)符號(hào)的分布直方圖

（b） OFDM/BPSK系統(tǒng)恢復(fù)符號(hào)的分布直方圖

（c） POFDM/BPSK系統(tǒng)恢復(fù)符號(hào)的分布直方圖

圖2 OFDM/BPSK、OFDM/BPSK和POFDM/BPSK三種系統(tǒng)恢復(fù)符號(hào)的分布直方圖

觀察圖2，可得出如下結(jié)論：當(dāng)頻偏存在時(shí)，POFDM/BPSK恢復(fù)符號(hào)的分布比OFDM/BPSK更集中。不過(guò)，OFDM/BPSK采用T相關(guān)編碼（correlative coding），其恢復(fù)符號(hào)存在三種電平，符號(hào)判決的差錯(cuò)概率取決于三種電平間的間隔。從圖中可見(jiàn)，這在一定程度上抵消了對(duì)于OFDM/BPSK抗頻偏優(yōu)勢(shì)。這說(shuō)明，POFDM/BPSK的實(shí)際效果是有折扣的，甚至有可能低于OFDM/BPSK。

當(dāng)頻偏存在時(shí)，T-GOFDM/BPSK恢復(fù)符號(hào)的分布比OFDM/BPSK更集中，間隔也更大，因此對(duì)符號(hào)判決的差錯(cuò)概率也就更小?？梢?jiàn)T-GOFDM/BPSK具有比OFDM/BPSK更佳的抗頻偏魯棒性。當(dāng)頻偏相對(duì)于AWGN是降低系統(tǒng)性能的主要因素時(shí)，此優(yōu)勢(shì)表現(xiàn)尤為明顯。

綜上所述，T-GOFDM/BPSK在實(shí)際應(yīng)用效果方面，T-GOFDM/BPSK要優(yōu)于POFDM/BPSK和OFDM/BPSK。

3 三種系統(tǒng)在無(wú)線移動(dòng)信道的應(yīng)用仿真

為了比較OFDM/BPSK、T-GOFDM/BPSK和POFDM/BPSK在實(shí)際信道中的表現(xiàn)，對(duì)這三種系統(tǒng)在無(wú)線移動(dòng)信道的應(yīng)用進(jìn)行仿真。仿真的條件如下：

三種系統(tǒng)采用128個(gè)子載波，符號(hào)長(zhǎng)度為640E-6秒（子載波間隔為1.5625kHz），采樣率為200kHz。調(diào)制信號(hào)相對(duì)于AWGN的歸一化信噪比Eb/n0=15dB。采用了二徑無(wú)線移動(dòng)信道[9]，第二條路徑相對(duì)于第一條延遲50E-6秒，功率-3dB，以Jakes譜作為Doppler頻移譜。選擇10種最大Doppler頻移值進(jìn)行仿真，為50Hz、60Hz、70Hz、80Hz、90Hz、100Hz、110Hz、120Hz、130Hz、140Hz和150Hz，其相對(duì)于子載波間隔的歸一化頻偏為0.032、0.0384、0.0448、0.0512、0.0576、0.064、0.0704、0.0768、 0.0832、0.0896和0.096。

三種系統(tǒng)均在發(fā)送端插CP，接收端采用頻域均衡。均衡中用前一幀的信道作為當(dāng)前幀的信道估計(jì)。信道在幀間是時(shí)變的，因此通過(guò)這種仿真方法可以考察系統(tǒng)對(duì)信道時(shí)變的適應(yīng)能力。仿真中，三種系統(tǒng)均采用了未編碼和編碼兩套方案。編碼方案為2/3的卷積碼，采用Viterbi硬解碼，追溯長(zhǎng)度為48。.三種系統(tǒng)分別隨機(jī)產(chǎn)生了1E7個(gè)符號(hào)。

圖3中給出了三種系統(tǒng)誤比特率的仿真結(jié)果。圖中可以看到，T-GOFDM/BPSK在未編碼和編碼方案中均有最佳表現(xiàn)，并且Doppler頻移越大優(yōu)勢(shì)越明顯，這與前面的分析是一致的。

除了T-GOFDM/BPSK，還可以得到其他形式的基于一維星座圖T-GOFDM。比如T-GOFDM/4ASK，其星座圖信號(hào)點(diǎn)均勻間隔放置在實(shí)軸上，子載波采用了BPSK。對(duì)T-GOFOM/4ASK和傳統(tǒng)OFDM/4QAM兩種系統(tǒng)進(jìn)行仿真。仿真條件如下：兩系統(tǒng)采用128個(gè)子載波，符號(hào)長(zhǎng)度為640E-6秒（子載波間隔為1.5625kHz），采樣率200kHz。調(diào)制信號(hào)相對(duì)于AWGN的歸一化信噪比Eb/n0=25dB。.采用了二徑無(wú)線移動(dòng)信道[9]，第二條路徑相對(duì)于第一條延遲50E-6秒，功率為-3dB，以Jakes譜作為Doppler頻移譜。選擇10種最大Doppler頻移值進(jìn)行仿真，分別為100Hz、110Hz、120 Hz、130 Hz、140 Hz、150 Hz、160 Hz、170 Hz、180 Hz、190 Hz和200Hz，其相對(duì)于子載波間隔的歸一化頻偏為 0.064、0.0704、0.0768、 0.0832、0.0896、0.096、0.1024、0.1088、 0.1152、0.1216和0.128。

兩系統(tǒng)均采用1/2的卷積碼編碼方案，Viterbi解碼的追溯長(zhǎng)度為32。兩系統(tǒng)均在發(fā)送端插入CP，接收端采用頻域均衡。均衡中用前一幀的信道作為當(dāng)前幀的信道估計(jì)。.兩系統(tǒng)分別隨機(jī)產(chǎn)生了1E7個(gè)符號(hào)。

將上述仿真的結(jié)果在圖4所示。圖中可見(jiàn)，當(dāng)最大Doppler頻移超過(guò)150Hz后，T-GOFDM/4ASK的差錯(cuò)性能才開(kāi)始優(yōu)于OFDM/4QAM。這是因?yàn)門(mén)-GOFDM/4ASK的抗噪聲性能比OFDM/4QAM差，因此當(dāng)頻率色散較小時(shí)T-GOFDM/4ASK無(wú)法體現(xiàn)出優(yōu)勢(shì)。

圖4 T-GOFDM/4ASK和OFDM/4QAM誤比特率比較

4 結(jié)束語(yǔ)

由于頻偏的存在，信號(hào)受到一個(gè)乘性的影響，這個(gè)影響在接收機(jī)上是不能忽略的，為了保證數(shù)據(jù)的可靠傳輸，要盡量的減少頻偏。 目前抗頻偏方法很多，該文通過(guò)對(duì)目前使用的各種設(shè)計(jì)方法的分

析比較，得出基于一維星座圖的T-GOFDM對(duì)高速移動(dòng)和快時(shí)變環(huán)境比傳統(tǒng)OFDM具有更強(qiáng)的適應(yīng)能力，其適合用于大頻率色散場(chǎng)合。當(dāng)頻率色散較小時(shí)，可以采用信號(hào)點(diǎn)更密集的星座圖，此時(shí)若仍將信號(hào)點(diǎn)全部設(shè)置在實(shí)軸上，其較低的抗噪性能將會(huì)抵消GOFDM原有的性能優(yōu)勢(shì)， 該現(xiàn)象值得深入的研究，并加以擴(kuò)展。

參考文獻(xiàn)：

[1] B.Sklar.數(shù)字通信：基礎(chǔ)與應(yīng)用[M].北京：電子工業(yè)出版社，2002

[2] 朱近康.未來(lái)移動(dòng)通信的技術(shù)挑戰(zhàn)和解決[J].電子學(xué)報(bào)，2004，32（12）：6-10.

[3] 徐皓峰，曾慶濟(jì).光接入網(wǎng)的多種實(shí)現(xiàn)技術(shù)[J].計(jì)算機(jī)工程，2003，29（4）：1-3.

[4] UWB專輯責(zé)任編委組.超寬帶無(wú)線電技術(shù)[J].通信學(xué)報(bào)，2005，26（10）：2-6.

[5] 夏巍，李格，許勁楊.藍(lán)牙與Wi-Fi共存問(wèn)題在藍(lán)牙系統(tǒng)端的解決方案[J].計(jì)算機(jī)應(yīng)用研究，2004，7：214-219.

[6] 陳超，宋文濤，羅漢文.IMT-2000移動(dòng)通信系統(tǒng)的無(wú)線傳輸技術(shù)綜述[J].電訊技術(shù)，1999（4）：49-54.

[7] Bluetooth SIG. Bluetooth Specification Version1.1，2001.

[8] Eklund C，Marks R B， Stanwood K L，et al. IEEE Standard 802.16[S].A Technical Overview of the Wireless MAN Air Interface for Broadband Wireless Access，2002.

[9] ANSI Working GrouP.T1E1.412003-002R3，Draft Proposed American National Standard[S].spectrum management for loop transmission systems，Issue 2.New Orleans LA，2003.

（c） POFDM/BPSK系統(tǒng)恢復(fù)符號(hào)的分布直方圖

圖2 OFDM/BPSK、OFDM/BPSK和POFDM/BPSK三種系統(tǒng)恢復(fù)符號(hào)的分布直方圖

觀察圖2，可得出如下結(jié)論：當(dāng)頻偏存在時(shí)，POFDM/BPSK恢復(fù)符號(hào)的分布比OFDM/BPSK更集中。不過(guò)，OFDM/BPSK采用T相關(guān)編碼（correlative coding），其恢復(fù)符號(hào)存在三種電平，符號(hào)判決的差錯(cuò)概率取決于三種電平間的間隔。從圖中可見(jiàn)，這在一定程度上抵消了對(duì)于OFDM/BPSK抗頻偏優(yōu)勢(shì)。這說(shuō)明，POFDM/BPSK的實(shí)際效果是有折扣的，甚至有可能低于OFDM/BPSK。

當(dāng)頻偏存在時(shí)，T-GOFDM/BPSK恢復(fù)符號(hào)的分布比OFDM/BPSK更集中，間隔也更大，因此對(duì)符號(hào)判決的差錯(cuò)概率也就更小?？梢?jiàn)T-GOFDM/BPSK具有比OFDM/BPSK更佳的抗頻偏魯棒性。當(dāng)頻偏相對(duì)于AWGN是降低系統(tǒng)性能的主要因素時(shí)，此優(yōu)勢(shì)表現(xiàn)尤為明顯。

綜上所述，T-GOFDM/BPSK在實(shí)際應(yīng)用效果方面，T-GOFDM/BPSK要優(yōu)于POFDM/BPSK和OFDM/BPSK。

3 三種系統(tǒng)在無(wú)線移動(dòng)信道的應(yīng)用仿真

為了比較OFDM/BPSK、T-GOFDM/BPSK和POFDM/BPSK在實(shí)際信道中的表現(xiàn)，對(duì)這三種系統(tǒng)在無(wú)線移動(dòng)信道的應(yīng)用進(jìn)行仿真。仿真的條件如下：

三種系統(tǒng)采用128個(gè)子載波，符號(hào)長(zhǎng)度為640E-6秒（子載波間隔為1.5625kHz），采樣率為200kHz。調(diào)制信號(hào)相對(duì)于AWGN的歸一化信噪比Eb/n0=15dB。采用了二徑無(wú)線移動(dòng)信道[9]，第二條路徑相對(duì)于第一條延遲50E-6秒，功率-3dB，以Jakes譜作為Doppler頻移譜。選擇10種最大Doppler頻移值進(jìn)行仿真，為50Hz、60Hz、70Hz、80Hz、90Hz、100Hz、110Hz、120Hz、130Hz、140Hz和150Hz，其相對(duì)于子載波間隔的歸一化頻偏為0.032、0.0384、0.0448、0.0512、0.0576、0.064、0.0704、0.0768、 0.0832、0.0896和0.096。

三種系統(tǒng)均在發(fā)送端插CP，接收端采用頻域均衡。均衡中用前一幀的信道作為當(dāng)前幀的信道估計(jì)。信道在幀間是時(shí)變的，因此通過(guò)這種仿真方法可以考察系統(tǒng)對(duì)信道時(shí)變的適應(yīng)能力。仿真中，三種系統(tǒng)均采用了未編碼和編碼兩套方案。編碼方案為2/3的卷積碼，采用Viterbi硬解碼，追溯長(zhǎng)度為48。.三種系統(tǒng)分別隨機(jī)產(chǎn)生了1E7個(gè)符號(hào)。

圖3中給出了三種系統(tǒng)誤比特率的仿真結(jié)果。圖中可以看到，T-GOFDM/BPSK在未編碼和編碼方案中均有最佳表現(xiàn)，并且Doppler頻移越大優(yōu)勢(shì)越明顯，這與前面的分析是一致的。

除了T-GOFDM/BPSK，還可以得到其他形式的基于一維星座圖T-GOFDM。比如T-GOFDM/4ASK，其星座圖信號(hào)點(diǎn)均勻間隔放置在實(shí)軸上，子載波采用了BPSK。對(duì)T-GOFOM/4ASK和傳統(tǒng)OFDM/4QAM兩種系統(tǒng)進(jìn)行仿真。仿真條件如下：兩系統(tǒng)采用128個(gè)子載波，符號(hào)長(zhǎng)度為640E-6秒（子載波間隔為1.5625kHz），采樣率200kHz。調(diào)制信號(hào)相對(duì)于AWGN的歸一化信噪比Eb/n0=25dB。.采用了二徑無(wú)線移動(dòng)信道[9]，第二條路徑相對(duì)于第一條延遲50E-6秒，功率為-3dB，以Jakes譜作為Doppler頻移譜。選擇10種最大Doppler頻移值進(jìn)行仿真，分別為100Hz、110Hz、120 Hz、130 Hz、140 Hz、150 Hz、160 Hz、170 Hz、180 Hz、190 Hz和200Hz，其相對(duì)于子載波間隔的歸一化頻偏為 0.064、0.0704、0.0768、 0.0832、0.0896、0.096、0.1024、0.1088、 0.1152、0.1216和0.128。

兩系統(tǒng)均采用1/2的卷積碼編碼方案，Viterbi解碼的追溯長(zhǎng)度為32。兩系統(tǒng)均在發(fā)送端插入CP，接收端采用頻域均衡。均衡中用前一幀的信道作為當(dāng)前幀的信道估計(jì)。.兩系統(tǒng)分別隨機(jī)產(chǎn)生了1E7個(gè)符號(hào)。

將上述仿真的結(jié)果在圖4所示。圖中可見(jiàn)，當(dāng)最大Doppler頻移超過(guò)150Hz后，T-GOFDM/4ASK的差錯(cuò)性能才開(kāi)始優(yōu)于OFDM/4QAM。這是因?yàn)門(mén)-GOFDM/4ASK的抗噪聲性能比OFDM/4QAM差，因此當(dāng)頻率色散較小時(shí)T-GOFDM/4ASK無(wú)法體現(xiàn)出優(yōu)勢(shì)。

圖4 T-GOFDM/4ASK和OFDM/4QAM誤比特率比較

4 結(jié)束語(yǔ)

由于頻偏的存在，信號(hào)受到一個(gè)乘性的影響，這個(gè)影響在接收機(jī)上是不能忽略的，為了保證數(shù)據(jù)的可靠傳輸，要盡量的減少頻偏。 目前抗頻偏方法很多，該文通過(guò)對(duì)目前使用的各種設(shè)計(jì)方法的分

析比較，得出基于一維星座圖的T-GOFDM對(duì)高速移動(dòng)和快時(shí)變環(huán)境比傳統(tǒng)OFDM具有更強(qiáng)的適應(yīng)能力，其適合用于大頻率色散場(chǎng)合。當(dāng)頻率色散較小時(shí)，可以采用信號(hào)點(diǎn)更密集的星座圖，此時(shí)若仍將信號(hào)點(diǎn)全部設(shè)置在實(shí)軸上，其較低的抗噪性能將會(huì)抵消GOFDM原有的性能優(yōu)勢(shì)， 該現(xiàn)象值得深入的研究，并加以擴(kuò)展。

參考文獻(xiàn)：

[1] B.Sklar.數(shù)字通信：基礎(chǔ)與應(yīng)用[M].北京：電子工業(yè)出版社，2002

[2] 朱近康.未來(lái)移動(dòng)通信的技術(shù)挑戰(zhàn)和解決[J].電子學(xué)報(bào)，2004，32（12）：6-10.

[3] 徐皓峰，曾慶濟(jì).光接入網(wǎng)的多種實(shí)現(xiàn)技術(shù)[J].計(jì)算機(jī)工程，2003，29（4）：1-3.

[4] UWB專輯責(zé)任編委組.超寬帶無(wú)線電技術(shù)[J].通信學(xué)報(bào)，2005，26（10）：2-6.

[5] 夏巍，李格，許勁楊.藍(lán)牙與Wi-Fi共存問(wèn)題在藍(lán)牙系統(tǒng)端的解決方案[J].計(jì)算機(jī)應(yīng)用研究，2004，7：214-219.

[6] 陳超，宋文濤，羅漢文.IMT-2000移動(dòng)通信系統(tǒng)的無(wú)線傳輸技術(shù)綜述[J].電訊技術(shù)，1999（4）：49-54.

[7] Bluetooth SIG. Bluetooth Specification Version1.1，2001.

[8] Eklund C，Marks R B， Stanwood K L，et al. IEEE Standard 802.16[S].A Technical Overview of the Wireless MAN Air Interface for Broadband Wireless Access，2002.

[9] ANSI Working GrouP.T1E1.412003-002R3，Draft Proposed American National Standard[S].spectrum management for loop transmission systems，Issue 2.New Orleans LA，2003.

（c） POFDM/BPSK系統(tǒng)恢復(fù)符號(hào)的分布直方圖

圖2 OFDM/BPSK、OFDM/BPSK和POFDM/BPSK三種系統(tǒng)恢復(fù)符號(hào)的分布直方圖

觀察圖2，可得出如下結(jié)論：當(dāng)頻偏存在時(shí)，POFDM/BPSK恢復(fù)符號(hào)的分布比OFDM/BPSK更集中。不過(guò)，OFDM/BPSK采用T相關(guān)編碼（correlative coding），其恢復(fù)符號(hào)存在三種電平，符號(hào)判決的差錯(cuò)概率取決于三種電平間的間隔。從圖中可見(jiàn)，這在一定程度上抵消了對(duì)于OFDM/BPSK抗頻偏優(yōu)勢(shì)。這說(shuō)明，POFDM/BPSK的實(shí)際效果是有折扣的，甚至有可能低于OFDM/BPSK。

當(dāng)頻偏存在時(shí)，T-GOFDM/BPSK恢復(fù)符號(hào)的分布比OFDM/BPSK更集中，間隔也更大，因此對(duì)符號(hào)判決的差錯(cuò)概率也就更小。可見(jiàn)T-GOFDM/BPSK具有比OFDM/BPSK更佳的抗頻偏魯棒性。當(dāng)頻偏相對(duì)于AWGN是降低系統(tǒng)性能的主要因素時(shí)，此優(yōu)勢(shì)表現(xiàn)尤為明顯。

綜上所述，T-GOFDM/BPSK在實(shí)際應(yīng)用效果方面，T-GOFDM/BPSK要優(yōu)于POFDM/BPSK和OFDM/BPSK。

3 三種系統(tǒng)在無(wú)線移動(dòng)信道的應(yīng)用仿真

為了比較OFDM/BPSK、T-GOFDM/BPSK和POFDM/BPSK在實(shí)際信道中的表現(xiàn)，對(duì)這三種系統(tǒng)在無(wú)線移動(dòng)信道的應(yīng)用進(jìn)行仿真。仿真的條件如下：

三種系統(tǒng)采用128個(gè)子載波，符號(hào)長(zhǎng)度為640E-6秒（子載波間隔為1.5625kHz），采樣率為200kHz。調(diào)制信號(hào)相對(duì)于AWGN的歸一化信噪比Eb/n0=15dB。采用了二徑無(wú)線移動(dòng)信道[9]，第二條路徑相對(duì)于第一條延遲50E-6秒，功率-3dB，以Jakes譜作為Doppler頻移譜。選擇10種最大Doppler頻移值進(jìn)行仿真，為50Hz、60Hz、70Hz、80Hz、90Hz、100Hz、110Hz、120Hz、130Hz、140Hz和150Hz，其相對(duì)于子載波間隔的歸一化頻偏為0.032、0.0384、0.0448、0.0512、0.0576、0.064、0.0704、0.0768、 0.0832、0.0896和0.096。

三種系統(tǒng)均在發(fā)送端插CP，接收端采用頻域均衡。均衡中用前一幀的信道作為當(dāng)前幀的信道估計(jì)。信道在幀間是時(shí)變的，因此通過(guò)這種仿真方法可以考察系統(tǒng)對(duì)信道時(shí)變的適應(yīng)能力。仿真中，三種系統(tǒng)均采用了未編碼和編碼兩套方案。編碼方案為2/3的卷積碼，采用Viterbi硬解碼，追溯長(zhǎng)度為48。.三種系統(tǒng)分別隨機(jī)產(chǎn)生了1E7個(gè)符號(hào)。

圖3中給出了三種系統(tǒng)誤比特率的仿真結(jié)果。圖中可以看到，T-GOFDM/BPSK在未編碼和編碼方案中均有最佳表現(xiàn)，并且Doppler頻移越大優(yōu)勢(shì)越明顯，這與前面的分析是一致的。

除了T-GOFDM/BPSK，還可以得到其他形式的基于一維星座圖T-GOFDM。比如T-GOFDM/4ASK，其星座圖信號(hào)點(diǎn)均勻間隔放置在實(shí)軸上，子載波采用了BPSK。對(duì)T-GOFOM/4ASK和傳統(tǒng)OFDM/4QAM兩種系統(tǒng)進(jìn)行仿真。仿真條件如下：兩系統(tǒng)采用128個(gè)子載波，符號(hào)長(zhǎng)度為640E-6秒（子載波間隔為1.5625kHz），采樣率200kHz。調(diào)制信號(hào)相對(duì)于AWGN的歸一化信噪比Eb/n0=25dB。.采用了二徑無(wú)線移動(dòng)信道[9]，第二條路徑相對(duì)于第一條延遲50E-6秒，功率為-3dB，以Jakes譜作為Doppler頻移譜。選擇10種最大Doppler頻移值進(jìn)行仿真，分別為100Hz、110Hz、120 Hz、130 Hz、140 Hz、150 Hz、160 Hz、170 Hz、180 Hz、190 Hz和200Hz，其相對(duì)于子載波間隔的歸一化頻偏為 0.064、0.0704、0.0768、 0.0832、0.0896、0.096、0.1024、0.1088、 0.1152、0.1216和0.128。

兩系統(tǒng)均采用1/2的卷積碼編碼方案，Viterbi解碼的追溯長(zhǎng)度為32。兩系統(tǒng)均在發(fā)送端插入CP，接收端采用頻域均衡。均衡中用前一幀的信道作為當(dāng)前幀的信道估計(jì)。.兩系統(tǒng)分別隨機(jī)產(chǎn)生了1E7個(gè)符號(hào)。

將上述仿真的結(jié)果在圖4所示。圖中可見(jiàn)，當(dāng)最大Doppler頻移超過(guò)150Hz后，T-GOFDM/4ASK的差錯(cuò)性能才開(kāi)始優(yōu)于OFDM/4QAM。這是因?yàn)門(mén)-GOFDM/4ASK的抗噪聲性能比OFDM/4QAM差，因此當(dāng)頻率色散較小時(shí)T-GOFDM/4ASK無(wú)法體現(xiàn)出優(yōu)勢(shì)。

圖4 T-GOFDM/4ASK和OFDM/4QAM誤比特率比較

4 結(jié)束語(yǔ)

由于頻偏的存在，信號(hào)受到一個(gè)乘性的影響，這個(gè)影響在接收機(jī)上是不能忽略的，為了保證數(shù)據(jù)的可靠傳輸，要盡量的減少頻偏。 目前抗頻偏方法很多，該文通過(guò)對(duì)目前使用的各種設(shè)計(jì)方法的分

析比較，得出基于一維星座圖的T-GOFDM對(duì)高速移動(dòng)和快時(shí)變環(huán)境比傳統(tǒng)OFDM具有更強(qiáng)的適應(yīng)能力，其適合用于大頻率色散場(chǎng)合。當(dāng)頻率色散較小時(shí)，可以采用信號(hào)點(diǎn)更密集的星座圖，此時(shí)若仍將信號(hào)點(diǎn)全部設(shè)置在實(shí)軸上，其較低的抗噪性能將會(huì)抵消GOFDM原有的性能優(yōu)勢(shì)， 該現(xiàn)象值得深入的研究，并加以擴(kuò)展。

參考文獻(xiàn)：

[1] B.Sklar.數(shù)字通信：基礎(chǔ)與應(yīng)用[M].北京：電子工業(yè)出版社，2002

[2] 朱近康.未來(lái)移動(dòng)通信的技術(shù)挑戰(zhàn)和解決[J].電子學(xué)報(bào)，2004，32（12）：6-10.

[3] 徐皓峰，曾慶濟(jì).光接入網(wǎng)的多種實(shí)現(xiàn)技術(shù)[J].計(jì)算機(jī)工程，2003，29（4）：1-3.

[4] UWB專輯責(zé)任編委組.超寬帶無(wú)線電技術(shù)[J].通信學(xué)報(bào)，2005，26（10）：2-6.

[5] 夏巍，李格，許勁楊.藍(lán)牙與Wi-Fi共存問(wèn)題在藍(lán)牙系統(tǒng)端的解決方案[J].計(jì)算機(jī)應(yīng)用研究，2004，7：214-219.

[6] 陳超，宋文濤，羅漢文.IMT-2000移動(dòng)通信系統(tǒng)的無(wú)線傳輸技術(shù)綜述[J].電訊技術(shù)，1999（4）：49-54.

[7] Bluetooth SIG. Bluetooth Specification Version1.1，2001.

[8] Eklund C，Marks R B， Stanwood K L，et al. IEEE Standard 802.16[S].A Technical Overview of the Wireless MAN Air Interface for Broadband Wireless Access，2002.

[9] ANSI Working GrouP.T1E1.412003-002R3，Draft Proposed American National Standard[S].spectrum management for loop transmission systems，Issue 2.New Orleans LA，2003.