袁義生，黎益朝

（華東交通大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，江西南昌330013）

在熱電廠，鋼鐵冶煉和汽車等行業(yè)和裝置中，大量的熱能被白白釋放而得不到利用或者回收。以汽車為例，傳統(tǒng)汽車燃料產(chǎn)生的能量只有約35%轉(zhuǎn)換成機械能作為汽車動力，另外30%多以排氣方式損耗掉了，還有30%在引擎冷卻過程中被損耗［1］?？梢姡焕速M的熱能的比例是如此高，在能源需求膨脹的今天，將這些廢熱轉(zhuǎn)換回收就顯得非常有意義了。

熱電轉(zhuǎn)換回收先要使用熱電發(fā)電器件（thermoelectric generator，TEG）將熱轉(zhuǎn)換成電，再經(jīng)變流器轉(zhuǎn)換后給電池回收并給負載供電。熱電發(fā)電器件通常為扁平形狀，一面緊貼熱源，另一面為冷端散熱，兩面的溫差在Seebeck效應(yīng)下產(chǎn)生電壓輸出。因為溫差波動大，TEG的輸出電壓范圍也很寬，所以后級變流器需要能適應(yīng)寬范圍輸入，且必須是高效率拓撲。這樣，采用非隔離的直流變換器變成了首選，尤其是可

升降壓型變流器［2］。另外，TEG模塊具有內(nèi)阻功耗，其有效輸出電功率也與后級變流器的等效輸入電阻相關(guān)。所以，后級變流器應(yīng)根據(jù)需要做好輸入功率控制。

目前，國外在熱電回收方面的研究和應(yīng)用領(lǐng)先于我國。美國能源部有支持汽車尾氣廢熱回收以逐步替代發(fā)電機的計劃［3］，寶馬公司已經(jīng)將熱電回收裝置應(yīng)用在其概念汽車上［4］。J S Lai等也研究了熱電變流器拓撲和控制技術(shù)［5-6］。

本文研究了三相交錯式Buck-Boost 級聯(lián)型電路，分析了其在熱電領(lǐng)域應(yīng)用中的電路模式和控制模式切換問題。提出了相應(yīng)的控制方案。最后設(shè)計了實驗裝置，驗證了電路。

1 裝置原理

1.1 裝置結(jié)構(gòu)

主電路結(jié)構(gòu)如圖1 所示，由TEG 模塊，3 個交錯并聯(lián)Buck-Boost 電路以及蓄電池及其負載構(gòu)成。TEG模塊［7］用一個受控電壓源UT串聯(lián)內(nèi)阻Rin來等效。UT可以表示為

式中：α是Seebeck系數(shù)；△T是熱端溫度與冷端溫度之差。根據(jù)文［8］中的分析，UT在熱源或負載階躍變化下響應(yīng)時間常數(shù)遠遠大于變流器的控制時間常數(shù)。所以，在分析后級變流器動態(tài)特性時可以將其當(dāng)成一個常數(shù)來處理。

圖1 熱電裝置主電路Fig.1 Thermoelectric device main circuit

此處的蓄電池采用在汽車系統(tǒng)中常用12 V的鉛酸蓄電池，Ro為等效負載。中間的三相交錯并聯(lián)Buck-Boost級聯(lián)型電路承擔(dān)電壓轉(zhuǎn)換和功率調(diào)節(jié)的作用，包含不同的工作模式。

1.2 Buck-Boost級聯(lián)型電路工作模式

該電路的工作模式涉及到功率控制及電路模式兩方面的問題。

在功率控制方面。TEG模塊含內(nèi)阻Rin；且溫差波動時，UT隨之變化，當(dāng)Uin等于UT的一半時，輸入功率最大。而蓄電池及其負載也會隨電池充放電狀態(tài)和負載變化產(chǎn)生不同的功率需求變化。所以，作為中間級的變流器必須能夠調(diào)整TEG模塊的輸出功率以滿足蓄電池及其負載的需求，這就存在兩種控制模式：

1）最大功率跟蹤（MPPT）控制模式。當(dāng)TEG 模塊輸入功率曲線峰值點Pin_max小于電池及負載需求功率Po時，變流器要做最大功率跟蹤控制，讓TEG模塊能輸入最大功率Pin_max。此時，在輸出側(cè)，如果Pin_max大于負載功率，則蓄電池仍然被充電；否則蓄電池也給負載放電。

2）功率匹配（PM）控制模式。當(dāng)TEG模塊輸入功率曲線峰值點Pin_max大于電池和負載需求功率Po時，變流器要工作在PM控制模式，以調(diào)整其輸入功率Pin等于電池和負載需求功率Po，本質(zhì)上就是要降低對電池的充電電流。

電路模式方面。當(dāng)變流器在做MPPT或者PM控制時，輸入電壓Uin不斷被調(diào)整，Uin可能小于或者大于輸出電壓Uo的值。所以，電路需要根據(jù)兩者的大小，在Buck或者Boost模式下切換工作。

1）Buck模式。當(dāng)Uin大于Uo時執(zhí)行，Q1做PWM動作，Q2始終關(guān)斷。

2）Boost模式。當(dāng)Uin小于Uo時執(zhí)行，Q1始終導(dǎo)通，Q2做PWM動作。

該電路也可以工作在純粹的Buck-Boost 模式，即Q1和Q2同步做PWM 動作。但因為這種模式效率低（兩個開關(guān)管同時動作），以及輸入輸出電流都斷續(xù)的缺點，所以不宜采用。

1.3 三相交錯并聯(lián)技術(shù)

3個Buck-Boost級聯(lián)電路采用交錯并聯(lián)技術(shù)，即三相電路的PWM脈沖相差120°，以減小輸入輸出側(cè)的紋波電流，尤其是輸出電流紋波。

圖2所示為Buck電路模式下三相電路驅(qū)動及電感電流波形。圖中uga，ugb，ugc分別為A，B，C三相開關(guān)管驅(qū)動脈沖，iLa，iLb，iLc分別為為A，B，C三相電感電流。從0～t5是一個開關(guān)周期，但輸入電流io的紋波頻率是電感電流頻率的3倍，所以以下僅分析0～t2期間的io紋波。

1）第1階段（0～t0），此階段電路方程如下：

由式（2）可得三相電路的電流紋波分別為

由式（3）可得輸出電流紋波為

2）第2階段（t0～t1），此階段電路方程如下：

由式（5）可得三相電路的電流紋波分別為

由式（6）可得輸出電流紋波為

圖2 Buck電路模式下驅(qū)動及電流波形Fig.2 Buck circuit mode driver and current waveforms

利用上式可得到Buck電路模式下三相電路輸出電流紋波與占空比的關(guān)系，不同占空比下的輸出電流紋波均減小，且當(dāng)占空比等于1/3，2/3，1時，輸出電流紋波為0。

同理分析得到Boost電路模式下三相電路的輸出電流紋波的表達式為

2 控制方案

設(shè)計了一個實驗裝置。用一個20 V直流電壓源串聯(lián)2 Ω電阻來模擬熱電發(fā)電器件。負載為12 V鉛酸蓄電池和電阻負載。中間變流器采用采用DSP控制，開關(guān)頻率20 kHz；電感量為980 uH，輸入電容470 uF。

變流器控制框圖如圖3所示。虛線框內(nèi)為主電路內(nèi)部模型，此處為Boost模式下模型。虛線框外為控制環(huán)，包括3個環(huán)節(jié)。最外面的功率控制環(huán)，即MPPT&PM環(huán)；中間的電流調(diào)節(jié)環(huán)；最里面的電路切換及脈沖分配環(huán)。

1）功率控制環(huán)。該環(huán)節(jié)的輸入是輸入電壓Uin，三相電感電流之和∑iL和電池電壓Uo的采樣值，經(jīng)最大功率跟蹤控制或者功率匹配控制算法后，輸出電感電流指令iL。Uo與電池最大允許充電電壓Uo_max比較，當(dāng)Uo小于Uo_max時，進行最大功率跟蹤控制；當(dāng)Uo大于Uo_max時，做功率匹配控制，將Uo調(diào)整到Uo_max。Uin和iL的乘積用來計算出各開關(guān)周期輸入功率，此處采用變步長的擾動觀察法，擾動量為電感電流iL。當(dāng)做最大功率跟蹤控制時，對電感電流指令值施加使輸入功率逐拍增加的擾動量△iL；當(dāng)做功率匹配控制時，對電感電流指令值施加使Uo逐拍下降的擾動量△iL。因為裝置含3個并聯(lián)電路，電感電流指令值iL*被分解成做個單個電路的電流指令iL*/3。

圖3 裝置控制圖Fig.3 Device control block diagram

2）電流調(diào)節(jié)環(huán)。電流控制環(huán)用來控制電感電流跟蹤功率控制環(huán)產(chǎn)生的指令電流值。將圖3中的調(diào)節(jié)器G(s)設(shè)計成如下形式：

其中：k為該控制器的比例系數(shù)；p為極點值；z為零點值。得到電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

在控制電路中，一般將極點位置放于開關(guān)頻率的1/2處以上。但數(shù)字控制由于離散化后頻率特性和時域傳遞函數(shù)相比存在很大誤差。將電流環(huán)的極點加大會消除這種影響，這里將電流環(huán)極點設(shè)置在10 K。將電流環(huán)零點設(shè)置在1 K。為了使電流環(huán)有較好性能，電流環(huán)的帶寬設(shè)計在2 kHz左右。得電流環(huán)控制器的開環(huán)傳遞函數(shù)為

設(shè)計的電流環(huán)帶寬為2 kHz，相位裕度為52.1o，能很好地滿足系統(tǒng)快速性與穩(wěn)定性的要求。

本文電感量設(shè)計為980 uH。Kpwm系數(shù)等于Uo（設(shè)定電池電壓）除以DSP 中設(shè)置的周期寄存器TP 值（3 750）。根據(jù)式（4）推導(dǎo)得到調(diào)節(jié)器G（s）為

將上式離散化后即可得到Boost模式下數(shù)字控制的控制參數(shù)。而Buck模式下的調(diào)節(jié)器與Boost模式的公式（13）一樣，僅系數(shù)k不同。

3）電路切換控制。最內(nèi)環(huán)做電路切換控制，及PWM脈沖分配。其輸入包括電流環(huán)計算得到的控制量uc，采樣的輸入電壓Uin和輸出電壓Uo。當(dāng)輸入電壓大于輸出電壓時，電路工作在Buck模式，控制量uc送給Q1的比較寄存器，而Q2的比較寄存器置零；當(dāng)輸入電壓小于輸出電壓時，電路工作在Boost模式，控制量uc送給Q2的比較寄存器，而Q1的比較寄存器置為周期寄存器的TP值。

以Uin初始電壓為UT的開路電壓為例，此時輸入電壓通常大于輸出電壓，所以電路先工作在Buck 模式，并按照電流擾動逐漸增加電流，在輸入功率增加的同時輸入電壓Uin下降。如果Uin下降到小于Uo時，電路仍然未達到最大功率跟蹤或者功率匹配的穩(wěn)定點，則電路要開始切換到Boost模式。但從Buck模式切換到Boost 模式時，電路不易平滑切換。因為在切換前瞬間，uc值一般接近與TP值，且Uin略大于Uo。一旦切到Boost 模式，Q2將接近于滿占空比導(dǎo)通，此時電感電流iL迅速上升，且由于Uin略大于Uo，電流的上升將表現(xiàn)為不可控。要解決這個問題，在從Buck 切換到Boost 時，前一周期計算得到的uc不能被賦給Q2的比較寄存器，而應(yīng)該先給Q2比較寄存器賦一個比較小的值，并緩慢增加，待Boost順利實現(xiàn)軟啟動，輸入電壓降低到小于輸出電壓一定值后，再將閉環(huán)計算得到的uc賦給Q2的比較寄存器

4 實驗驗證

實驗條件見第3部分。La，Lb，Lc電感量均為980 uH，輸入電容470 uF，開關(guān)管均選用IRF3710。圖4是占空比為0.33時三相交錯并聯(lián)Boost電路脈沖及電流波形?？梢姶藭r輸出電流紋波基本為零，與前面推導(dǎo)相吻合。

圖5和圖6給出了MPPT-PM模式轉(zhuǎn)換測試的實驗波形圖。圖5為輸入電壓以及A，B，C三相電感電流波形；圖6為電池電壓波形以及A，B，C三相電感電流波形。開始時電路帶載在最大功率點跟蹤模式下運行，理論上的最大功率點計算在A，B，C三相電流都為6 A時為180 W。電路工作在最大功率點后卸載，A，B，C三相電感電流逐步減少，工作模式轉(zhuǎn)變?yōu)楣β势ヅ淠Ｊ剑藭r功率減小為150 W。

圖4 三相電流波形Fig.4 Three phase PWM waveforms

圖5 MPPT-PM模式轉(zhuǎn)換測試輸入電壓實驗波形Fig.5 Input voltage experimental waveforms in MPPT-PM mode conversion testing

圖6 MPPT-PM模式轉(zhuǎn)換測試輸出電壓實驗波形Fig.6 Output voltage experimental waveforms in MPPT-PM mode conversion testing

圖7和圖8給出了PM-MPPT模式轉(zhuǎn)換測試的實驗波形圖：圖7為輸入電壓以及A，B，C三相電感電流波形。圖8為電池電壓波形以及A，B，C三相電感電流波形。開始時電路帶載在功率匹配模式下運行，此時功率為150 W。電路工作在最大功率點后加載，A，B，C三相電感電流逐步增大，工作模式轉(zhuǎn)變?yōu)樽畲蠊β庶c跟蹤模式，理論上的最大功率點為180W。

圖7 PM-MPPT模式轉(zhuǎn)換測試輸入電壓實驗波形Fig.7 Input voltage experimental waveforms in PM-MPPT mode conversion testing

圖8 PM-MPPT模式轉(zhuǎn)換測試輸出電壓實驗波形Fig.8 Output voltage experimental waveforms in PM-MPPT mode conversion testing

5 結(jié)論

研究了一種熱電充電裝置，由三相交錯并聯(lián)Buck級聯(lián)Boost電路采用全數(shù)字化控制，采用電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器對Buck級聯(lián)Boost電路進行精確控制，總結(jié)了三相交錯并聯(lián)技術(shù)減小電流紋波的原理，并通過實驗驗證了分析的正確性。裝置采用DSP全數(shù)字控制實現(xiàn)對電路的最大功率跟蹤和功率匹配控制，并可在這兩種模式下進行無縫式切換。最后通過實驗來驗證控制策略的可行性與優(yōu)越性。

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