黃慶義，謝仁踐，歐應(yīng)陽

(亞德諾半導(dǎo)體技術(shù)(上海)有限公司，廣東 深圳518048)

引言

隨著移動通信技術(shù)的發(fā)展，目前我國已經(jīng)悄然進(jìn)入了4G時(shí)代，以中國移動為主導(dǎo)的TD-LTE（Time Division Long Term Evolution分時(shí)長期演進(jìn)）技術(shù)開始全面鋪開。TD-LTE是TDD版本的LTE技術(shù)，它將大大提高目前的上網(wǎng)速度，使無處不在的高速上網(wǎng)成為可能。隨著上網(wǎng)速度的提高，移動數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的增長，TDD移動通信設(shè)備對電源的要求也越來越高。由于TDD的負(fù)載在不斷的跳變，使得電源的輸入電流紋波急劇增大，普通的單級全橋變換器已經(jīng)很難滿足這種要求。本文提出了一種雙級拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，使得電源在負(fù)載持續(xù)不斷的跳變時(shí)，輸入紋波電流依然較小。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)減小了輸入電解電容的容值，從而減小了整個(gè)電源的體積，提高了電源的功率密度和可靠性。

1 單級直流變換器

在目前的通信電源應(yīng)用中，大多數(shù)電源都采用如圖1所示的單級全橋變換器。其中Q1-Q4組成原邊的全橋電路，Q5-Q6組成副邊的同步整流電路，T1為隔離變壓器，L1為輸出電感。

圖1 單級全橋變換器

這種單級全橋變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)非常簡單，它通常采用一個(gè)電壓環(huán)控制就可以使整個(gè)系統(tǒng)具有較強(qiáng)的穩(wěn)定性。但是這種單級拓?fù)湓谳敵鲭娏鲃×易兓臅r(shí)候，輸入的電流也會跟著劇烈變化，有的時(shí)候甚至?xí)斐奢斎腚娏鞯恼袷?，這無疑會加大輸入電流的紋波，降低輸入電解電容的壽命，增加線路的損耗，同時(shí)也會增加EMC濾波器的體積，增加電解電容的容值，從而增大整個(gè)電源的體積。

為了在輸出負(fù)載劇烈跳變時(shí)能夠減小輸入電流的紋波，本文提出了一種雙級的變換器結(jié)構(gòu)[1～6]，其中前級由升壓電路構(gòu)成，后級由全橋變換器構(gòu)成。該變換器能夠在輸出負(fù)載劇烈跳變時(shí)，大大降低輸入電流的紋波，減少輸入電解電容的容值，提高電解電容的壽命，減小輸入濾波器的體積，提高電源的功率密度。

2 變換器工作原理

2.1 變換器的結(jié)構(gòu)

該變換器分為前級和后級，具體的電路結(jié)構(gòu)如圖 2 所示。 其中前級變換器由 L1，Q1，D1，C2組成。 該級變換器采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的控制方式，一方面將輸入電壓升高到Vbus的母線電壓，另一方面使輸入電流跟蹤輸入電壓，當(dāng)輸出的負(fù)載電流劇烈變化時(shí)，該變換器能夠控制輸入電流，使輸入電流跟隨輸入電壓（輸入電壓為穩(wěn)定的直流電壓），從而使得輸入電流的紋波變得很小。該變換器的后級由Q2，Q3，Q4，Q5，Q6，Q7，T1，C3組成一個(gè)開環(huán)的全橋變換器，它將變換器的母線電壓Vbus轉(zhuǎn)換成所需的直流電壓Vo。該級變換器的后級與圖1所示的全橋變換器有所不同，在圖1中的全橋變換器的輸出有一個(gè)較大的續(xù)流電感，而該級變換器的輸出沒有輸出電感，取而代之的是一個(gè)電容。該級變換器的控制采用固定占空比的控制方式，將Vbus的母線電壓經(jīng)過變壓器隔離以后轉(zhuǎn)換為輸出電壓Vo。該變換器后級相當(dāng)于是一個(gè)不調(diào)制的開環(huán)隔離型直流變換器。在變換器工作時(shí)，變換器前級的頻率為后級頻率的兩倍，這樣使得前后兩級產(chǎn)生的紋波頻率一致，避免因?yàn)轭l率不一樣而產(chǎn)生輸出紋波拍頻的情況[7～12]。

2.2 變換器工作狀態(tài)

變換器的整個(gè)工作狀態(tài)可以分成四個(gè)階段，具體的工作時(shí)序如圖3所示。

2.2.1 變換器的工作狀態(tài)1

圖2 低輸入紋波電流的雙級變換器

圖3 變換器工作時(shí)序圖

在t0-t1時(shí)刻，Q1開通，D1關(guān)斷。輸入電流流經(jīng)C1，L1和Q1，電感L1兩端電壓等于輸入電壓，電感L1開始儲能，電感電流線性上升。此時(shí)D1關(guān)斷，Vbus處于放電狀態(tài)，輸出Vo的能量由Vbus提供。同時(shí)Q2和Q5開通，SW1點(diǎn)電壓等于Vbus，SW2點(diǎn)電壓等于零，變壓器T1開始向副邊傳遞能量。直流電壓Vbus經(jīng)過Q2和Q5斬波以后轉(zhuǎn)變成脈動的交流電，該交流電經(jīng)過變壓器T1，將脈動的交流信號傳遞到副邊，此時(shí)變壓器同名端相對地的電壓為正電壓，Q7開通，輸出電流流經(jīng)變壓器中心抽頭后，經(jīng)過電容C3和Q7，最后流回變壓器。輸出的交流電經(jīng)過輸出電容濾波后轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷鞯妮敵鲭妷篤o。變換器的工作狀態(tài)如圖4所示。

2.2.2 變換器的工作狀態(tài)2

在t1-t2時(shí)刻，Q1關(guān)斷，D1開通。輸入電流流經(jīng)C1，L1，D1和 C2，電感 L1兩端電壓等于輸入電壓減去Vbus的電壓，電感L1開始放電，電感電流線性下降。此時(shí)D1開通，Vbus處于充電狀態(tài)，輸出Vo的能量由Vin提供。同時(shí)Q2和Q5開通，SW1點(diǎn)電壓等于輸入電壓，SW2點(diǎn)電壓等于零，變壓器T1開始向副邊傳遞能量，此時(shí)變壓器同名端相對地的電壓為正電壓，Q7開通，輸出電流流經(jīng)變壓器中心抽頭后，流經(jīng)C3和Q7，最后流回變壓器。變換器的工作狀態(tài)如圖5所示。

圖4 變換器工作狀態(tài)1

2.2.3 變換器的工作狀態(tài)3

在t2-t3時(shí)刻，Q1開通，D1關(guān)斷。輸入電流流經(jīng)C1，L1和Q1，電感L1兩端電壓等于輸入電壓，電感L1開始儲能，電感電流線性上升。此時(shí)D1關(guān)斷，Vbus處于放電狀態(tài)，輸出Vo的能量由Vbus提供。同時(shí)Q3和Q4開通，SW2點(diǎn)電壓等于Vbus，SW1點(diǎn)電壓等于零，變壓器T1開始向副邊傳遞能量，此時(shí)變壓器同名端相對地的電壓為負(fù)電壓，Q6開通，輸出電流流經(jīng)變壓器中心抽頭后，流經(jīng)C3和Q6，最后流回變壓器。變換器的工作狀態(tài)如圖6所示。

圖5 變換器工作狀態(tài)2

圖6 變換器工作狀態(tài)3

2.2.4 變換器的工作狀態(tài)4

在t3-t4時(shí)刻，Q1關(guān)斷，D1開通。輸入電流流經(jīng)C1，L1，D1和 C2，電感 L1兩端電壓等于輸入電壓減去Vbus的電壓，電感L1開始放電，電感電流線性下降。此時(shí)D1開通，Vbus處于充電狀態(tài)，輸出Vo的能量由Vin提供。同時(shí)Q3和Q4開通，SW2點(diǎn)電壓等于Vbus，SW1點(diǎn)電壓等于零，變壓器T1開始向副邊傳遞能量，此時(shí)變壓器同名端相對地的電壓為負(fù)電壓，Q6開通，輸出電流流經(jīng)變壓器中心抽頭后，流經(jīng)C3和Q6，最后流回變壓器。變換器的工作狀態(tài)如圖7所示。

圖7 變換器工作狀態(tài)4

3 變換器的小信號模型

3.1 電流環(huán)傳遞函數(shù)

將PWM三端開關(guān)器件電路模型應(yīng)用到該雙級變換器的電路中，采用準(zhǔn)靜態(tài)分析方法，就可得到CCM（電流連續(xù)模式）模式下變換器的小信號等效電路模型，如圖8所示。

對該電路列KVL，KCL的方程

其中Vin為輸入電壓，in為輸入電壓的變化量，L為前級變換器的電感，IL為前級變換器的電感電流，L為電感電流的變化量，Vo為輸出電壓通過變壓器匝比折算到原邊的電壓，D為變換器的占空比，o為輸出電壓的變化量，C為變換器的等效輸出電容，R為變換器的等效輸出負(fù)載。在穩(wěn)態(tài)時(shí)變換器的等效方程如下

聯(lián)立上述（1）式和（2）式，假設(shè)輸入不變，并經(jīng)

圖8 變換器電流環(huán)等效電路

過拉氏變換，可得電流環(huán)傳遞函數(shù)Gid(s)為

3.2 電壓環(huán)傳遞函數(shù)

假設(shè)變換器中的器件為理想器件，線路中沒有損耗，變換器的輸入功率等于輸出功率，輸入電流完全跟蹤輸入電壓，則有：

式中：k為輸入電壓的比例因子；Vc為電壓補(bǔ)償器的輸出量；kff為輸入電壓前饋增益；Kin為輸入電壓的增益；Vin_rms為輸入電壓的有效值。聯(lián)立式（4）和（5）兩式，加入小信號的變化量并線性化方程，可以得到電壓環(huán)的小信號方程，如下所示。

圖9 變換器電壓環(huán)等效電路

其中

根據(jù)電壓環(huán)的小信號模型，可得電壓環(huán)的傳遞函數(shù)Gvc(s)如下：

4 變換器的控制方法

該變換器采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制方式，變換器的控制框圖如圖10所示。輸出電壓與參考電壓Vref進(jìn)行比較后，將誤差信號通過光耦傳遞到原邊，誤差信號經(jīng)過電壓環(huán)的補(bǔ)償HVC后，做一個(gè)乘法運(yùn)算，運(yùn)算的輸出做為電流環(huán)的參考信號，使輸入電流跟蹤這個(gè)參考信號。其中電壓環(huán)的帶寬比較低，電流環(huán)的帶寬比較高。這樣使得輸出電壓的紋波不會注入電壓環(huán)，從而影響電流環(huán)的參考信號，使得輸入電流不跟蹤輸入電壓。

圖10 變換器控制框圖

圖中Kin為輸入電壓的增益，Ki為輸入電流的增益，HVC為電壓環(huán)的補(bǔ)償器，HiC為電流環(huán)的補(bǔ)償器。該變換器采用原邊的控制方法，將控制器放在原邊，輸出的電壓信號經(jīng)過線性光耦隔離后，傳到原邊， 原邊 Q1，Q2，Q3，Q4和 Q5的 PWM 信號由控制器直接控制，不需要進(jìn)行隔離，Q6和Q7的PWM控制信號需要經(jīng)過光耦隔離后輸?shù)礁边?，?jīng)過驅(qū)動器后驅(qū)動 Q6和 Q7[13～15]。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖2 所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在一個(gè)240 W的直流變換器上得以驗(yàn)證。該變換器的輸入電壓為36～60 V，輸出電壓為12 V，總功率為240 W。該變換器采用DSP數(shù)字控制器，先將36～60 V的輸入電壓變換成72 V的母線電壓，再利用開環(huán)的全橋變換器將72 V的母線電壓轉(zhuǎn)變?yōu)?2 V的輸出電壓，其中全橋變換器的變壓器磁芯為ER30，變壓器的變比為6：1，Q1，Q2，Q3，Q4，Q5，Q6，Q7的型號為 IPD068N10N3G，D1的型號為 VB40100C，L1的電感量為 1 mH，Q1，Q6，Q7的驅(qū)動器為 ADP3654，Q2，Q3，Q4，Q5的驅(qū)動器為UCC27201，變換器前級的開關(guān)頻率為200 kHz,后級的開關(guān)頻率為100 kHz。當(dāng)輸出負(fù)載劇烈跳變時(shí)，72 V的母線電壓也會跟著劇烈變化，這時(shí)采用雙環(huán)的控制方法，控制輸出電壓和輸入電流，使輸入電流跟隨輸入電壓，從而大大減少了輸入電流的紋波。

圖11 所示為只有單級全橋變換器工作時(shí)的波形，此時(shí)前級的升壓電路沒有工作。其中CH1為前級升壓電路的驅(qū)動電壓波形，此時(shí)驅(qū)動電壓為零，升壓電路不工作。CH2為輸出電壓波形，CH3為輸出電流波形，它以2.5 A/μs的速度從5 A跳變20 A，再從20 A跳變回5 A，跳變的間隔為10 ms。CH4為輸入電流波形。從圖上可以看出，在傳統(tǒng)的單級全橋變換器的控制下，輸出電壓隨輸出電流的變化相對變化較小，因?yàn)檩敵鲭妷涸陔妷涵h(huán)的控制下將輸出電壓控制在一個(gè)穩(wěn)定的值。然而CH4的輸入電流隨著CH3輸出電流的變化而劇烈變化，從圖上可以看出，在只有單橋全橋變換器工作的時(shí)候，輸入電流的紋波達(dá)到6 A左右，這將大大降低輸入電解電容的壽命，降低電源的可靠性。

圖11 單級全橋變換器的輸入電流紋波

圖12 雙級變換器的輸入電流紋波

圖12 所示為雙級變換器工作時(shí)的波形。其中CH1為前級升壓電路的驅(qū)動電壓波形，從圖上可以看出此時(shí)前級升壓電路處于工作狀態(tài)。CH2為輸出電壓波形，CH3為輸出電流波形，它以2.5 A/μs的速度從5 A跳變20 A，再從20 A跳變回5 A，跳變的間隔為10 ms,CH4為輸入電流波形。從圖上可以看出，當(dāng)輸出電流做大動態(tài)的劇烈跳變時(shí)，不但輸出電壓的變化很小，而且輸入電流的紋波也很小。當(dāng)兩級變換器工作時(shí)，輸入電流的紋波電流只有1 A左右，這將大大提高輸入電解電容的壽命，同時(shí)也提高了電源的可靠性。

6 結(jié)論

單級全橋變換器在輸出負(fù)載做大動態(tài)的劇烈跳變時(shí)，很難降低輸入電流的紋波。本文提出雙級的直流變換器，通過控制輸出電壓和輸入電流，不僅能使輸出電壓穩(wěn)定在一個(gè)恒定的值，而且當(dāng)負(fù)載做大動態(tài)的跳變時(shí)，也能控制輸入電流，使輸入電流的紋波大大降低，從而減小了輸入電解電容的容量，減小了電源的體積，提高了電源的可靠性。

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