高 凡

GAO Fan

（桂林航天工業(yè)學(xué)院 電子工程系，桂林 541004）

0 引言

在濾波器中心頻率調(diào)諧過程中，絕對帶寬也跟著變化，但這一點以往卻未受到足夠重視。可是信道或者系統(tǒng)又要求絕對帶寬不變。因此如何保持絕對帶寬恒定成為近年來一個非常熱門的研究方向。

I. C. Hunter 和 J. D. Rhodes在“Electronically Tunable Microwave Bandpass Filter”[1]中提出了控制絕對帶寬的方法，諧振器長度為18.91mm的梳狀線，只有10%的變化。Vikram Sekar等人在“A 1.2-1.6GHz Substrate-intergated-waveguide RF MEMS Tunable Filter”[2]中和El-Tanani, M. A.等人在“A 1.2-1.6GHz Substrate-intergated-waveguide RF MEMS Tunable Filter”[3]中利用交指耦合結(jié)構(gòu)控制絕對帶寬恒定。Ramesh Grag和I. J. Bahl在“Characteristics of Coupled Microstrip lines”[4]中，通過控制雙模諧振器奇偶模諧振頻率差保持絕對帶寬恒定。Chih-Chieh Cheng和Rebeiz, G. M.在“High-Q 4-6-GHz Suspended Stripline RF MEMS Tunable Filter With Bandwidth Control”[5]中采用基于RF-MEMS技術(shù)的懸置微帶線可以控制絕對帶寬及保持恒定。Yuan Chun Li和Quan Xue在“Tunable Balanced Bandpass Filter With Constant Bandwidth and High Common-Mode Suppression”[6]中通過選擇合適耦合區(qū)域和控制外部品質(zhì)因數(shù)來保持濾波器絕對帶寬恒定。Derek Scarbrough等人在“Miniature Microwave RF MEMS Tunable Waveguide Filter”[7]中采用波導(dǎo)作為諧振器保持濾波器絕對帶寬恒定。Peng Wen Wong和Ian C. Hunter在“Electronically Reconfigurable Microwave Bandpass Filter”[8]中采用并聯(lián)開關(guān)延遲線來保持濾波器絕對帶寬恒定。要保持濾波器絕對帶寬恒定需要解決兩個核心關(guān)鍵問題：諧振器之間耦合系數(shù)與頻率成反比、外部品質(zhì)因數(shù)與頻率成正比。

1 濾波器中心及帶寬調(diào)節(jié)分析

1.1 耦合分析

二階帶通濾波器的耦合系數(shù)k12定義為：

g1和g2為基本元件值，來自于低通原型濾波器。要保持電調(diào)濾波器的絕對帶寬在整個頻率范圍內(nèi)不改變，F(xiàn)BW必須與頻率成反比。所以耦合系數(shù)k12必須與頻率成反比。

對于采用微帶線耦合的諧振器來說，既存在磁耦合，也存在電耦合；可以由其電壓、電流分布求得。磁耦合與頻率成反比、電耦合與頻率成正比。總的耦合系數(shù)為：

只要電耦合的強度小于磁耦合，總的耦合系數(shù)與磁耦合同極性。也就是說總的耦合系數(shù)隨著頻率的升高而減小，從而濾波器的絕對帶寬保持不變。

二階帶通濾波器外部品質(zhì)因數(shù)Qe為：

要保持電調(diào)濾波器的絕對帶寬在整個頻率范圍內(nèi)不改變，F(xiàn)BW必須與頻率成反比。由上式可以得出外部Qe必須滿足與頻率成正比的要求。

1.2 濾波器的電調(diào)原理

通過調(diào)整諧振器的長度可以改變?yōu)V波器的中心頻率。適當(dāng)縮短諧振器的長度同時在諧振器的一端加載一個變?nèi)荻O管，這樣當(dāng)二極管容值變化時濾波器的中心頻率就跟著變化[9～13]。從其等效電路來分析，如圖1所示[14]，終端開路的微帶線等效為一個并聯(lián)電容。

圖1 終端開路微帶線

由此可見，當(dāng)加在諧振器一端的電容值改變時，等效的諧振器長度也隨著改變，即濾波器的中心頻率也跟著改變。如圖1所示，本設(shè)計采用變?nèi)荻O管作為濾波器的電調(diào)部分，其電容值易于控制。只要變?nèi)荻O管兩端的電壓值一改變，其電容值也跟著改變，最終電壓調(diào)頻得以實現(xiàn)。

2 中心及帶寬可調(diào)梳狀線濾波器的實現(xiàn)

本節(jié)將介紹一個梳狀微帶線電調(diào)濾波器的設(shè)計實例，該電調(diào)濾波器將在1.45GHz～1.89GHz頻段上實現(xiàn)靈活的電壓調(diào)頻，并基本保持其帶寬在100MHz不變。梳狀電調(diào)濾波器的結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 微帶梳狀電調(diào)濾波器結(jié)構(gòu)

設(shè)計主要包括三個部分：1）由集總電容和微帶線組成梳狀線帶通濾波器，包括計算集總電容的電容值和綜合微帶線尺寸；2）電壓調(diào)諧，即把集總電容換成變?nèi)荻O管，分析其如何影響濾波器特性；3）電源偏置濾波，通過濾出電源中的低頻或高頻噪聲，一可以避免電源和射頻信號的互相影響，二可以使電源電壓穩(wěn)定。

2.1 梳狀線濾波器的設(shè)計

梳狀線濾波器設(shè)計包括七步。第一步由帶通濾波器的參數(shù)得到低通技術(shù)指標(biāo)；第二步依據(jù)低通技術(shù)指標(biāo)選定原型及階數(shù)，選取相應(yīng)的元件值；第三步利用Ansoft Designer軟件進行濾波器設(shè)計，得到濾波器的結(jié)構(gòu)初值；第四步利用ADS軟件建立電路模型，并帶入初值進行初步仿真觀察結(jié)果；第五步設(shè)置優(yōu)化參量和目標(biāo)進行優(yōu)化仿真，確定濾波器耦合節(jié)的長寬和間距；第六步選擇不同的中心頻率進行優(yōu)化仿真，得到滿足設(shè)計指標(biāo)的不同的電容值，根據(jù)其變?nèi)莘秶x擇變?nèi)莨苄吞?；第七步帶入已選型號二極管的等效模型進行優(yōu)化仿真并得到最終結(jié)果。

本次仿真使用波紋為0.1dB的3階切比雪夫低通原型?；暹x用F4BK，相對介電常數(shù)：εr=2.2；基板厚度：h=0.8mm；敷銅厚度：M=0.035mm。

為了確定應(yīng)選的變?nèi)荻O管的型號，選取了5個中心頻率點進行優(yōu)化仿真。優(yōu)化得出的電容值如表1所示。

表1 各頻點優(yōu)化后集總電容值

根據(jù)表1中所得的集總電容值可得，變?nèi)莨艿目勺冸娙葜档姆秶蠹s在1.0pF～3.5pF之間。由此選擇變?nèi)莨躍MV1408。該變?nèi)莨茉?V時的電容值為4.08pF，在30V時電容值為0.95pF。

此時各個頻點的仿真結(jié)果如圖3(a)～圖3(e)所示。

圖3 仿真結(jié)果1

從以上仿真結(jié)果可以看出，所選取的5個頻點的帶內(nèi)插損、帶外抑制和回波損耗都基本滿足指標(biāo)要求。證明本設(shè)計方法是可行的。下面將介紹濾波器偏置濾波的設(shè)計。

2.2 電源偏置濾波的設(shè)計

圖4為電調(diào)部分的變?nèi)莨苣Ｐ图捌脼V波部分的ADS仿真圖。由于ADS中提供的二極管模型有限，所以需要用二極管的等效電路模型帶入電路進行仿真[15,16]。通過改變加在變?nèi)荻O管上的反向電壓來改變它的電容值。由于存在各種低頻、高頻噪聲的干擾，實際的電源不能達到理想狀態(tài)：電位在平面任何一點都不改變、阻抗為零。只有對電源進行濾波，才能保持電源穩(wěn)定。濾波包括三部分：1）在電源兩端并聯(lián)一個去耦電容濾波；2）采用隔離直流電容可以克服直流電源對射頻信號的影響；3）采用1/4波長的高阻抗傳輸線或電感制作成的高頻扼流圈可以防止射頻信號能量泄露以及避免射頻信號對直流電源的影響。

圖4 電調(diào)部分及饋電偏置部分ADS仿真圖

3 微帶梳狀線可調(diào)濾波器的仿真設(shè)計

圖5為兩部分綜合后的ADS仿真原理圖。由此綜合后，經(jīng)過對二極管所加偏壓的優(yōu)化，得到最終在所選5個頻點的仿真結(jié)果如圖6(a)～圖6(e)所示。

圖5 梳狀可調(diào)濾波器ADS原理圖

各仿真結(jié)果所對應(yīng)的二極管電壓如表2所示。

表2 各頻點優(yōu)化后二極管偏壓值

圖6 仿真結(jié)果2

圖6 (a)～圖6(e)所示的結(jié)果表明設(shè)計的梳狀線帶通濾波器的中心頻率可以在1.45GHz～1.89GHz之間靈活調(diào)節(jié)，3dB帶寬基本保持在100MHz。驗證了利用變?nèi)荻O管改進的梳狀線帶通濾波器可以實現(xiàn)在L波段上中心頻率可調(diào)、帶寬不變的設(shè)計方案。

由以上的仿真結(jié)果可以得出以下五點結(jié)論：

1）隨著中心頻率的提高，濾波器的帶內(nèi)插入損耗有所減小，這主要是由于變?nèi)莨艿腝值隨頻率增大而提高引起的。

2）濾波器的3dB帶寬隨中心頻率的提高而略微變窄，主要是在濾波器的幾何尺寸保持不變的情況下中心頻率改變造成了耦合系數(shù)改變，從而3dB帶寬受到影響。

3）電調(diào)濾波器的帶內(nèi)插損較大。造成這個問題的主要原因有三個：一是選用微帶結(jié)構(gòu)，這種結(jié)構(gòu)的傳輸線Q值比懸置微帶等傳輸線的小，損耗也大很多；二是串聯(lián)電容及變?nèi)莨艿腝值不夠高，使得濾波器的插入損耗較增大，并且串聯(lián)電容及變?nèi)莨艽嬖谝欢ㄈ莶?，而選用3階濾波器模型需要3個變?nèi)荻O管，3個變?nèi)荻O管之間的容差使得性能惡化；三是偏置濾波部分的串聯(lián)電感不能完全隔斷高頻能量，造成高頻能量從直流端有所泄漏。

4）平行微帶線間的邊緣場構(gòu)成梳狀諧振器間的耦合，故平行微帶線之間的距離及寬度決定了耦合情況。變?nèi)荻O管的電容值改變時，只改變諧振頻率不改變耦合，這樣使得駐波系數(shù)惡化。駐波比惡化程度與中心頻率的調(diào)諧程度成正比，這制約著濾波器的動態(tài)范圍。但是如果要進行實際測試，需固定濾波器的尺寸不變，故在中心頻率遠離可調(diào)范圍中心頻率時，仿真所得的回波損耗太大，不符合設(shè)計要求。

5）帶外抑制基本符合設(shè)計要求。低頻方向衰減平滑，而高頻方向衰減比較陡峭。

4 結(jié)束語

文章主要研究了梳狀線濾波器中心及帶寬可調(diào)的原理設(shè)計。中心及帶寬可調(diào)梳狀濾波器的設(shè)計包括梳狀線帶通濾波器、電調(diào)部分和偏置濾波部分。文章首先介紹了中心及帶寬可調(diào)濾波器的設(shè)計及濾波器的電調(diào)原理，然后給出了所選取的5個頻點上梳狀帶通濾波器的仿真結(jié)果，最后給出了在1.45GHz～1.89GHz頻段內(nèi)可調(diào)諧的微帶梳狀電調(diào)濾波器的仿真結(jié)果，其中包括提出偏置濾波部分的解決方案。最后，對仿真結(jié)果進行了分析和討論。

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