李文娜 劉小河 李 萍

（北京信息科技大學(xué)自動化學(xué)院，北京 100192）

20 世紀(jì)80年代以來，出現(xiàn)了各種新型電力半導(dǎo)體器件，隨著PWM 技術(shù)的發(fā)展，特別是在1984年日本學(xué)者H.Akagi 等人提出“三相電路瞬時(shí)無功功率理論”之后，以該理論為基礎(chǔ)的諧波和無功電流檢測方法在三相有源電力濾波器中得到了成功的應(yīng)用，極大的推動了APF 的實(shí)用化研究并提高了濾波器的響應(yīng)速度，促進(jìn)了APF 的發(fā)展?；谒矔r(shí)無功功率理論的檢測方法[1-5]即p-q 檢測法，僅僅適用于三相對稱電路。后來經(jīng)過不斷地改進(jìn)，出現(xiàn)了ip-iq法和dq0 法等。ip-iq檢測法的適用范圍比p-q 寬，可以應(yīng)用于不對稱電網(wǎng)及電壓畸變場合的諧波電流檢測，但卻無法檢測三相電壓不平衡電路的無功分量。dq0 檢測法可以適用于三相三線制、三相四線制電路，也可用于對稱無畸變的情況，還可以用于不對稱有畸變的情況[2]，所以本文采取基于瞬時(shí)無功功率理論的dq0 檢測法。

多電平逆變器的核心就是將母線電壓分割成不同的電平，采用相應(yīng)的PWM 調(diào)制策略，使逆變器的輸出電壓呈現(xiàn)出階梯波而趨近于正弦波形[6]。多載波調(diào)制方法包括：同相層疊法（PD），正負(fù)反相層疊法（POD），交替反相層疊法（APOD）[6-8]。前人針對多電平逆變器不同多載波PWM 調(diào)制策略已進(jìn)行了大量研究[6-11]，分析了載波調(diào)制度變化對逆變器輸出波形的影響：或用仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了三電平NPC 型變流器中采用PD 載波方式比采用APOD方式逆變產(chǎn)生的電壓諧波含量低，正弦度更好；或驗(yàn)證了在單相系統(tǒng)中APOD 調(diào)制方式最優(yōu)，在三相平衡無中線系統(tǒng)中，PD 方式更合適。證明了PD 控制策略更適合二極管鉗位型三電平變流器。

本文針對有源電力濾波器，比較各種載波方式在三電平NPC 型有源電力濾波器中的作用效果，從補(bǔ)償后電網(wǎng)側(cè)的諧波含量角度分析各方案的優(yōu)劣。

1 APF 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

并聯(lián)型APF 系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖如圖1（a）所示，包含系統(tǒng)主電路、電壓型APF、非線性負(fù)載。負(fù)載含有兩部分：RL 負(fù)載部分及三相不可控整流橋帶阻感負(fù)載部分，其中整流阻感負(fù)載部分整流橋后邊接兩個(gè)RL 電路，RL2 可以通過斷路器切斷，負(fù)載電路如圖1（b）所示。

三相三電平二極管鉗位型有源電力濾波器結(jié)構(gòu)如圖1（c）所示。在任意時(shí)刻，有兩個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通，逆變器工作情況如下。

圖1 APF 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

2 三相APF 控制方法

諧波補(bǔ)償技術(shù)原理[9]是：將計(jì)算出的參考指令電流信號ic*與檢測到的補(bǔ)償電流ic相減得到差值Δic，然后利用矯正環(huán)節(jié)對差值 Δic進(jìn)行控制，再通過PWM 調(diào)制輸出。因此，諧波補(bǔ)償技術(shù)可以分為兩部分：諧波跟蹤控制算法、PWM 調(diào)制技術(shù)。

電流跟蹤控制算法包括：滯環(huán)控制、單周期控制、PI 控制、重復(fù)控制、無差拍控制、模糊控制、預(yù)側(cè)控制、狀態(tài)空間矢量控制等等。由于PID 控制原理簡單且易于實(shí)現(xiàn)、適用面廣范、控制參數(shù)相互獨(dú)立且參數(shù)的選定比較簡單、使用中不需精確的系統(tǒng)模型等優(yōu)點(diǎn)，本文采用PI 控制，將差值 Δic通過PI 控制器，PI 輸出值與載波比較，得到控制IGBT的驅(qū)動信號。

圖2為三相并聯(lián)APF 控制策略圖，諧波檢測部分檢測出負(fù)載電流中的諧波電流ic*，即指令電流信號，與逆變器輸出電流ic比較，差值經(jīng)過PI 控制器輸送給PWM 調(diào)制器，生成IGBT 的驅(qū)動信號控制逆變器輸出，從而實(shí)現(xiàn)非線性負(fù)載的電流與系統(tǒng)電源側(cè)隔離。Vdc和Vdc*為逆變器直流側(cè)的實(shí)際電壓與參考電壓，采用PI 控制器調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電壓平衡。

圖2 三相并聯(lián)型APF 控制策略

2.1 諧波電流檢測方法

dq0 檢測法的原理如圖3所示。首先，將檢測到的三相電網(wǎng)電壓Vs_abc輸入到三相鎖相環(huán)（Phase-Locked Loop，PLL），由PLL 得出電壓Vs_a的基波正序角速度ω，然后ω經(jīng)過正、余弦信號發(fā)生電路，得到與之對應(yīng)的正余弦信號sinωt和cosωt。ic_abc*為檢測出的三相諧波電流。當(dāng)需要補(bǔ)償無功電流時(shí)，將iq通道斷開；當(dāng)補(bǔ)償不對稱分量時(shí)，將i0通道斷開。該方法不僅簡化了對稱無畸變情況下的檢測，并且適用于不對稱有畸變情況下的諧波檢測[9]。

其中abc/dq0 的變換為

圖3 dq0 法諧波檢測原理圖

2.2 載波

三電平逆變器的載波調(diào)制策略分為：基于多載波的單極性調(diào)制策略、基于單載波的雙極性調(diào)制策略[5]。以往的論文中大多采用雙極性調(diào)制方式，或?qū)? 電平及以上電平采用多載波調(diào)制方法[3-7]，由于多載波PWM 調(diào)制技術(shù)具有在較低的開關(guān)頻率下實(shí)現(xiàn)波形諧波失真小、電壓變化率低等優(yōu)點(diǎn)[6]，本文對三電平有源電力濾波器采用多載波調(diào)制方式中的同相層疊法，波形如圖4（a）所示。并在后邊通過仿真實(shí)驗(yàn)與采用相鄰兩個(gè)載波相位相反的反相層疊法（APOD）（圖4（b））、雙極性調(diào)制方式（圖4（c）） 作對比，證明此載波方法對于三電平APF 可以達(dá)到更好的控制效果。

圖4 三種控制方法

調(diào)制原理：零軸以上載波與調(diào)制信號比較，控制開關(guān)管VT1 通斷，零軸以下載波與調(diào)制信號比較，控制開關(guān)管VT2 通斷；VT1 和VT3 的觸發(fā)脈沖信號相反，VT2 和VT4 的觸發(fā)脈沖信號相反；當(dāng)調(diào)制信號波形高于上三角載波時(shí)，開關(guān)管VT1 導(dǎo)通，VT3斷開，VT2 導(dǎo)通，VT4 斷開，若低則相反；當(dāng)調(diào)制信號波形高于下三角載波時(shí)，開光VT2 導(dǎo)通，VT4斷開，VT1 斷開，VT3 導(dǎo)通，若低則相反。

3 仿真結(jié)果與分析

為了檢測APF 的補(bǔ)償性能，采用Matlab 仿真來驗(yàn)證本文控制策略的可行性。仿真電路如圖5所示。

圖5 系統(tǒng)仿真電路圖

APF 系統(tǒng)運(yùn)行前，先對逆變器直流側(cè)電容進(jìn)行反向充電，使直流側(cè)電壓升至參考電壓。APF 開關(guān)頻率fs=2kHz；RL 負(fù)載參數(shù)：有功P= 50kW ，感性無功Q= 50kvar；整流電路負(fù)載：R1=R2= 2.2Ω，L1=L2= 0.02H；RC 濾波參數(shù)：R=1Ω，C= (5e- 4)F；直流側(cè)電壓軟啟動電路電阻R= 50Ω；交流側(cè)電感L= 0.1mH；電流PI 控制參數(shù)：kp=25，ki= 351680；直流側(cè)電壓PI 控制參數(shù)：kp=1，ki=50。

3.1 不同負(fù)載時(shí)補(bǔ)償情況分析

1）負(fù)載電路如圖1（b）所示，當(dāng)整流電路只有負(fù)載RL1 投入運(yùn)行時(shí)，檢測諧波電流、補(bǔ)償電流情況如圖6（a）所示：虛線為檢測諧波電流，實(shí)線為補(bǔ)償諧波電流。

2）當(dāng)在0.1s 時(shí)加入負(fù)載RL2，同時(shí)補(bǔ)償整流電路負(fù)載RL1 和RL2 時(shí)。諧波檢測、補(bǔ)償情況如圖7（a）所示。虛線為檢測諧波電流，實(shí)線為補(bǔ)償諧 波電流?？梢钥闯觯尤胴?fù)載2 后，諧波電流變大，而且到0.13s 時(shí)，即只用了0.03s 時(shí)間，APF 輸出就迅速跟蹤上了諧波電流。

圖6 只有負(fù)載RL1 投入運(yùn)行

表1 只有負(fù)載RL1 投入運(yùn)行時(shí)補(bǔ)償情況（PD）

圖7 負(fù)載全部投入運(yùn)行

表2 負(fù)載全部投入運(yùn)行時(shí)補(bǔ)償情況（PD）

3.2 不同載波情況比較

1）在負(fù)載全部投入運(yùn)行的情況下，使用如圖4（c）所示雙極性調(diào)制方式與調(diào)制信號比較控制APF運(yùn)行，對補(bǔ)償后電網(wǎng)側(cè)電壓、電流波形進(jìn)行FFT 分析得到表3。

表3 負(fù)載全部投入運(yùn)行時(shí)補(bǔ)償情況（雙極性）

與本文所采用的PD 載波信號補(bǔ)償后所得表2電網(wǎng)側(cè)電壓、電流THD比較可知，采用同相層疊法控制APF 補(bǔ)償后電網(wǎng)側(cè)電壓畸變率比雙極性調(diào)制方式低0.04%左右，電流畸變率低0.14%左右，諧波畸變率更低，效果更好。

2）當(dāng)載波采用如圖4（b）所示的正負(fù)反相層疊法時(shí)，在負(fù)載為全部投入情況下對其諧波補(bǔ)償后，電網(wǎng)側(cè)電壓電流波形THD含量見表4。

表4 負(fù)載全部投入運(yùn)行時(shí)補(bǔ)償情況（APOD）

比較可知，采用反相層疊法時(shí)，濾波后電網(wǎng)側(cè)電壓、電流THD比同相層疊法高，但比雙極性調(diào)制低。結(jié)果證明三電平有源電力濾波器控制中，載波采用同相層疊法比反向?qū)盈B法及雙極性調(diào)制方式更優(yōu)越。

4 結(jié)論

本文在dq0 坐標(biāo)系下設(shè)計(jì)了基于PI 控制器的并聯(lián)型APF。首先在改變負(fù)載投入運(yùn)行的情況下，APF都能夠很好的補(bǔ)償電路諧波，驗(yàn)證了該控制策略的有效性。其次對比有源電力濾波器在不同載波情況下補(bǔ)償后電網(wǎng)側(cè)的電壓電流諧波畸變率可知，本文選用的PD 載波方式補(bǔ)償后電網(wǎng)側(cè)電壓電流THD 比APOD 方式及雙極性調(diào)制方式低，達(dá)到了更好的控制效果。同時(shí)，此種變負(fù)載的補(bǔ)償方式，也相當(dāng)于在電網(wǎng)所連接的公共耦合點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償，可以達(dá)到很好的補(bǔ)償效果，滿足電網(wǎng)要求。

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