袁義生，朱本玉，羅峰

（華東交通大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，江西南昌330013）

以燃料電池為輸入的逆變系統(tǒng)中，前端DC/DC 變換器效率很大程度影響整個系統(tǒng)效率，其結(jié)構(gòu)也多種多樣，其中，推挽式直流變換器因為結(jié)構(gòu)簡單、成本較低，被廣泛應(yīng)用于各類逆變器、不間斷電源中。然而，傳統(tǒng)的推挽電路存在開關(guān)管硬開關(guān)損耗大，效率低，二極管電壓尖峰高的缺點。因此，許多軟開關(guān)推挽電路陸續(xù)被提出和研究，可將其分為3大類：四管推挽電路［1-2］，三管推挽電路［3］，LC諧振推挽電路［4］。

本文提出了一種軟開關(guān)推挽式直流變換器。副邊采用了一種倍壓整流結(jié)構(gòu)，利用倍壓電容充當(dāng)諧振電容作用，摒棄了原有串聯(lián)LC諧振［5］的推挽電路多周期諧振現(xiàn)象的缺點，且可以通過調(diào)頻工作來調(diào)節(jié)輸出電壓。變壓器也不需要留氣隙，勵磁電流小，使得開關(guān)管開通和關(guān)斷都是零電流。二極管承受最大電壓時輸出電壓，實現(xiàn)零電流開關(guān)。分析了各個階段的工作原理。推導(dǎo)了電路的電壓增益特性。驅(qū)動電路采用UC3867 控制。制作了一臺逆變樣機，測試研制了電路分析的正確性與高效性。

1 變換器工作原理

1.1 變換器拓?fù)?/h3>

圖1 示出所述DC-DC 變換器的電路框圖。變換器原邊由主開關(guān)管（Q1，Q2），變壓器TX 初次側(cè)雙繞組組成。副邊由變壓器漏感Llk3和Cr組成的諧振環(huán)路和變換器的二次側(cè)，以及整流二極管（Do1，Do2）組成。其中Ds1，Ds2為MOSFET Q1，Q2的內(nèi)部寄生二極管，Cs1，Cs2為其體電容和外并電容之和，Co為輸出電容；各物理參考方向如圖1所示。

圖1 所提推挽副邊LC諧振變換器Fig.1 Proposed LC resonant push-pull converter

1.2 工作模式分析

分析工作原理前，假設(shè)如下條件：

1）開關(guān)管與二極管為理想器件；

2）變壓器參數(shù)滿足N1=N2=N3/N（N 為原副邊繞組匝比），Lm1=Lm2=Lm=Lm3/N2，N2Llk1=N2Llk2=Llk3遠(yuǎn)小于N2Lm（Lm為原邊單個繞組的勵磁電感值）；

3）Cs1=Cs2=Ceq。

圖2為變換器主要工作波形。

開關(guān)周期內(nèi)，分8 個工作模式對變換器進行分析。各模式分析如下。

1）模式1［t0～t1］：開關(guān)管換流。t0之前，S2導(dǎo)通，原邊勵磁電流沿Uin—N2—S2回路反向上升，副邊諧振至開路，電路處于勵磁電感儲能階段，變壓器原邊電壓諧振上升，副邊開路時，原邊被副邊鉗位。t0時刻關(guān)斷S2，勵磁電感、漏感與Cs1，Cs2諧振，Cs2充電使得us2上升，Cs1放電使得us1下降。up2由反向減小到正向增加。該過程勵磁電流認(rèn)為不變。

圖2 主要工作波形Fig.2 Main operation waveforms

2）模式2［t1～t2］：電流下降。t1時刻，勵磁電流迅速轉(zhuǎn)移至副邊。副邊開始諧振，忽略漏感，諧振回路為N3—Do1—Cr—N3，Cr上電壓諧振上升，電流諧振下降。原邊受副邊牽制，Cs1，Cs2，Llk1，Llk2參與諧振，各電流量在阻尼諧振下迅速將至零。原邊繞組電壓被副邊鉗位在ucrd/N，電壓us1，us2恒定在某一值。t2時刻，iin下降到零。副邊電流io1下降至一較小值，令為Imd=io1（t2）；ucr變化不大，令其上升至Ucrg。本階段結(jié)束時，開通開關(guān)管S1。

3）模式3［t2～t3］：諧振電容Cr儲能。t2時刻，S1導(dǎo)通，原、副邊勵磁電感、漏感和諧振電容Cr諧振。原邊電流從零開始諧振變化，us1諧振下降，us2諧振上升；io1從零（或一較小值）諧振變化，Cr上電壓增加。t3時刻，原邊電流下降到等于勵磁電流，us2上升至一定的值；副邊電流諧振到零，ucr上升至最大值，此階段結(jié)束。

4）模式4［t3～t4］：勵磁電感充電。t3時刻，副邊停止諧振，原邊電壓立即被Uin鉗位。此后，原邊勵磁電流繼續(xù)上升，回路為Uin—N1—S1—Uin，副邊繞組開路。電流iin（本階段中即勵磁電流）線性增加。

5）模式5［t4～t5］：開關(guān)管換流。在t4時刻關(guān)斷S1，勵磁電感、漏感與電容Cs1，Cs2諧振，Cs1充電使得us1上升，Cs2放電使得us2下降。up1由正向減小到反向增加。由于漏感相對于勵磁電感較小，故可忽略。該過程勵磁電流可認(rèn)為不變。t5時刻，原邊電壓up從Uin下降到［（Ucru-Uo）/N］，us1從0 增加到［Uin-（Ucru-Uo）/N］，us2從2Uin降低到［Uin+（Ucru-Uo）/N］。副邊繞組電壓為Ucru（該電壓定義為Cr上電壓峰值），使得二極管Do2導(dǎo)通。

6）模式6［t5～t6］：電流下降階段。t5時刻，勵磁電流迅速轉(zhuǎn)移至副邊。副邊開始諧振，忽略漏感，諧振回路為N3—Cr—Do2—Co—N3，Cr上電壓諧振下降，電流諧振下降。原邊受副邊牽制，Cs1，Cs2，Llk1，Llk2參與諧振，各電流量在阻尼諧振下迅速將至零。Ucr下降較小，故認(rèn)為原邊繞組電壓被副邊鉗位在（Ucru-Uo）/N，電壓us1，us2恒定在某一值。t6時刻，iin下降到零。副邊電流io1下降至一較小值，電路穩(wěn)態(tài)運行時，由對稱性知，io2（t6）=Imd；ucr變化不大，令其下降至Ucrh=ucr（t6）。本階段結(jié)束時，開通S2。

7）模式7［t6～t7］：原邊向負(fù)載供能。t6時刻，S2導(dǎo)通，原、副邊勵磁電感、漏感和諧振電容Cr諧振。原邊電流從零開始諧振變化，us2諧振下降，us1諧振上升；io2從零（或一較小值）諧振變化，Cr上電壓繼續(xù)下降。t7時刻，原邊電流下降到等于勵磁電流，us2上升至一定的值；副邊電流諧振到零，ucr上升至最大值，此階段結(jié)束。

8）模式8［t7～t8］：勵磁電感充電。t7時刻，副邊停止諧振，原邊電壓立即被鉗位在（-Uin）。此后，原邊勵磁電流繼續(xù)上升，回路為Uin—N2—S2—Uin，副邊繞組開路。電流iin（本階段中即勵磁電流）線性增加。

2 調(diào)制方式及電壓增益

2.1 調(diào)制方式

本電路采用調(diào)節(jié)開關(guān)頻率fs的方式來控制輸出電壓。為了滿足開關(guān)管和二極管的ZCS條件，開關(guān)頻率fs應(yīng)該小于諧振頻率fr。同傳統(tǒng)的LLC諧振電路一樣，調(diào)制頻率比m（m=fs/fr）要小于1。m小于0.5時導(dǎo)致勵磁電流斷續(xù)，在模式2和模式6后會各插入1個勵磁電感和各半導(dǎo)體器件寄生電容諧振的階段。因此，m小于0.5和大于0.5，電路電壓增益需區(qū)別分析。另外，為降低關(guān)斷損耗，采用固定導(dǎo)通時間的調(diào)頻工作模式，導(dǎo)通時間接近于Tr/2，使得模式4和模式8時間短，可忽略。

2.2 電壓增益

諧振電容Cr在半個周期內(nèi)充電存儲能量，另半個周期內(nèi)和輸入電源以前放電釋放能量給負(fù)載。依據(jù)能量平衡可推得

式中：Ucru為Ucr最大值；Ucrd為Ucr最小值。

忽略短過程模式1，4，5，8。只考慮有能量傳輸?shù)哪Ｊ?，3，6，7?？傻镁C合各能量傳導(dǎo)模式的變換器等效工作模型如圖3 所示。其中mNUin代表模式3和模式6中輸入電壓折射到副邊的平均值；（1-m）Um代表模式2 和模式6 中勵磁電感電壓平均值。

圖3 變換器綜合等效模型Fig.3 Comprehensive equivalent model of the converter

可以推導(dǎo)得到：

式中：Ucrg為模式2階段末副邊諧振電容上的電壓。模式3中列諧振方程組，可得到：

將式（3）代入式（2）可得

將式（4）代入圖3 中可以推導(dǎo)得到電壓增益公式如下：

其中

3 設(shè)計及實驗

將所提電路應(yīng)用在一臺車載逆變器中，作為前級隔離升壓電路如圖4 所示。輸入電壓Uin=10～15 V，逆變器輸出電壓220 V，額定功率600 W。前級電路采用固定導(dǎo)通時間的調(diào)頻控制，后級電路采用數(shù)字控制。

圖4 系統(tǒng)總電路Fig.4 The complete circuit

3.1 前級電路參數(shù)設(shè)計

定義當(dāng)輸入電壓最低為10 V時，取最高電壓增益2?？傻玫饺缦鹿剑?/p>

則最小電壓增益為

依據(jù)式（4）和式（5）繪出h 隨電壓增益變換曲線關(guān)系如圖5 所示。由圖5 可知h 對增益的影響很小。

為降低勵磁電流，取較大值h=266，設(shè)計變壓器時可不留氣隙，由式（5）、式（6）可知Q 值與電壓增益關(guān)系如圖6所示，Q值越小（負(fù)載越大），增益下降越快。由最小增益選取Q=17.8，選取適當(dāng)?shù)膶?dǎo)通時間Ton（=5 μs），根據(jù)Q 值、h 值以及Ton即可定義諧振電容Cr、漏感以及勵磁電感參數(shù)。最終的樣機參數(shù)為：開關(guān)頻率fs＝40～80 kHz，繞組變比N＝2∶2∶40，原邊Lm＝16 μH，N2Lm＝6.4 mH，Llk3＝12 μH，Cr＝106 nF，Co＝470 μF，TX 為鐵氧體ER42，Q1，Q2為IRF3205，Do1，Do2為RHRP1560，T1～T4為GW45HF60WD，Lac＝2 mH。

圖5 系統(tǒng)總電路Q=13時電壓增益曲線Fig.5 Voltage gain characteristic waves at Q=13

圖6 h=266時電壓增益曲線Fig.6 Voltage gain curves at h=266

3.2 試驗結(jié)果分析

圖7 為額定負(fù)載下工作波形，勵磁電流相對諧振電流非常小，因此開關(guān)管的關(guān)斷損耗小。在Uin=10 V，12 V，15 V 條件下，開關(guān)管實現(xiàn)了零電流導(dǎo)通和零電流關(guān)斷，副邊二極管零電流關(guān)斷。圖7c中，m值已小于0.5，導(dǎo)致勵磁電流一段時間近似為零，勵磁電感和電路電容諧振，電壓us1隨諧振有所下降。

圖8 反映額定輸入輸出下Do1的電壓電流及ucr波形，uDo1沒有電壓尖峰。ucr類似梯形波，僅在模式3 和模式7 階段電壓迅速變化，其他階段因勵磁電感能量小而變化不明顯。ucr平均值約200 V，為Uo的一半，與理論分析一致。

圖7 不同輸入電壓下滿載測試ugs1，us1，is，Uo的波形Fig.7 ugs1，us1，is and Uo waveforms at different input voltage and at rated output power

圖8 12 V輸入滿載下is，ucr，uDo1和ugs1波形Fig.8 is，ucr，uDo1and ugs1 waveforms at 12 V input voltage and full load

圖9 顯示了額定投載時ugs1，Uo，逆變輸出電流iac和逆變輸出電壓uac之間的動態(tài)特性。可見在空載下前級電路采用了間歇式工作以穩(wěn)定輸出電壓Uo，而投滿載后，輸入電池電壓下跌，前級電路工作在m=1的最大狀態(tài)，電壓Uo比空載下要低，被控制到能達(dá)到的最大值380 V，以符合后級逆變電路的要求。12 V輸入電壓條件下，隨著輸出功率的變化，可測得整機的效率變化。輕載時，隨著負(fù)載的增加，效率逐漸提高，接近額定負(fù)載時，效率達(dá)到最高，此處測量為91.5%，負(fù)載繼續(xù)增加，效率會呈下降趨勢，額定負(fù)載時，效率達(dá)90.3%。

圖9 額定600 W投載下ugs1，Uo，iac，uac波形Fig.9 ugs1，Uo，iac，uac waveforms at rated 600 W load

4 結(jié)論

針對電池輸入的逆變系統(tǒng)前端電路結(jié)構(gòu)，提出了一種軟開關(guān)的推挽直流變換器，該變換器具有以下特點：

1）電路采用調(diào)頻率工作方式，最大電壓轉(zhuǎn)換比為2Ns/Np；

2）開關(guān)管能在寬范圍負(fù)載下零電流開通，很小的勵磁電流下關(guān)斷；二極管零電流開關(guān)；

3）變壓器副邊為倍壓結(jié)構(gòu)，只需要2 個整流二極管，且副邊繞組匝數(shù)比傳統(tǒng)電路中減少了。

該電路應(yīng)用于低壓大電流輸入場合，有效地降低了現(xiàn)有推挽電路的開關(guān)損耗，提高了逆變系統(tǒng)的效率，也解決現(xiàn)有的LC諧振類推挽電路無法調(diào)節(jié)輸出電壓的問題，具有一定的實際應(yīng)用意義。

［1］ Wu T F，Hung J C，Tsai J T，et al.An Active-clamp Push-pull Converter for Battery Sourcing Applications［J］.IEEE Trans.on Industrial Applications，2008，44（1）：196-204.

［2］ Williams T C，Williams B W，F(xiàn)inney S J，et al.Energy Recovery Snubber Circuit for a DC/DC Push-pull Converter［J］.IET Power Electron.，2012，5（6）：863-872.

［3］ 袁義生，伍群芳.ZVS三管推挽直流變換器［J］.中國電機工程學(xué)報，2012，32（33）：23-30.

［4］ Boonyaroonate，Moris.A New ZVCS Resonant Push-pull DC/DC Converter Topology［C］//IEEE Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition.Dallas，USA：IEEE，2002：1097-1100.

［5］ Ryan M J，Brumsickle W E，Divan D M，et al.A New ZVSLCLresonant Push-pull DC-DC Converter Topology［J］.IEEE Transaction.ns on Industry Applications，1998，34（5）：1164-1174.