姬軍鵬，胡雪利，華志廣，曾光，陳桂濤

（西安理工大學(xué)自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，陜西西安710048）

移相全橋PWM（pulse width modulation）控制方法常被用在中大功率開(kāi)關(guān)變換器的設(shè)備中［1-2］，該控制策略中滯后橋臂不易實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，并對(duì)負(fù)載電流有依賴(lài)性，這使得開(kāi)關(guān)管的損耗增加，電磁干擾變大，占空比丟失嚴(yán)重［3-5］。利用開(kāi)關(guān)管的寄生電容和變壓器漏感之間的諧振來(lái)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)是一種常用方法，但該方法的諧振點(diǎn)不易控制，ZVS的實(shí)現(xiàn)范圍比較?。?-7］。在變壓器原邊增加2個(gè)開(kāi)關(guān)管可以增大變換器軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)范圍，但這會(huì)增加開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗［8］。增大變壓器的漏感會(huì)使滯后橋臂的軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)范圍增加，但這會(huì)導(dǎo)致占空比的丟失和變壓器原邊的導(dǎo)通損耗增加［9-11］。本文提出一種新型的可控諧振電感技術(shù)，該技術(shù)中的可控諧振電感值根據(jù)負(fù)載電流的大小自動(dòng)調(diào)節(jié)，減小了零電壓開(kāi)關(guān)（zero voltage switch，ZVS）實(shí)現(xiàn)過(guò)程中對(duì)負(fù)載電流的依賴(lài)性，減小了開(kāi)關(guān)管操作過(guò)程產(chǎn)生的電磁干擾，提高了電源總效率，在減小占空比的丟失方面有較大的優(yōu)勢(shì)。本文利用軟件仿真，驗(yàn)證了利用可控諧振電感技術(shù)輕松實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的軟開(kāi)關(guān)。最后搭建了一臺(tái)20 kHz，30 kW 的帶可控諧振電感的高頻逆變弧焊電源樣機(jī)，輕載下實(shí)現(xiàn)了滯后橋臂的ZVS。對(duì)該樣機(jī)進(jìn)行了效率和傳導(dǎo)EMI測(cè)試，與不帶可控諧振電感時(shí)相比，輕載下效率得到提高，傳導(dǎo)EMI大幅降低。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提出技術(shù)的正確性。

1 電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)

系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)框圖如圖1 所示，主電路部分如虛線(xiàn)框中所示，主要由三相不控整流電路、全橋逆變電路、高頻變壓器和高頻整流濾波電路組成?？刂撇糠钟筛呔扔w凌單片機(jī)實(shí)現(xiàn)全數(shù)字化恒流控制［12-13］。

圖1 變換器系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Converter system implementation block diagram

1.1 硬件電路設(shè)計(jì)

1.1.1 全橋逆變電路

全橋逆變電路的作用是把直流電壓逆變?yōu)楦哳l交流方波。逆變開(kāi)關(guān)控制方式?jīng)Q定了電源的性能，控制精度決定變換器輸出電流的控制性能，進(jìn)而決定焊接質(zhì)量。逆變電路需要實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)來(lái)降低開(kāi)關(guān)損耗，進(jìn)而提高電源效率，同時(shí)降低電磁干擾的產(chǎn)生，其電路拓?fù)淙鐖D2 所示。其中，L為可控諧振電感。

圖2 弧焊逆變電源主電路拓?fù)銯ig.2 Main circuit topology of inverter arc welding power supply

1.1.2 高頻變壓器

高頻變壓器既是能量傳輸?shù)妮d體，又起到隔離和變壓的作用。有源橋式變換器需要高頻變壓器來(lái)獲得特定的繞組漏電感［14］。最大限度地減小銅損和磁芯損耗以達(dá)到高效的目的，有效的窗口面積限制了變壓器繞組的排列，本文的變壓器工作在高頻大功率場(chǎng)合，磁芯采用磁通密度較大的超微晶材料，以增加功率密度，采用具有低漏感的原邊線(xiàn)繞和副邊通體面繞的結(jié)構(gòu)。

1.1.3 高頻整流電路RC吸收電路的設(shè)計(jì)

次級(jí)整流二極管并聯(lián)RC吸收電路用來(lái)抑制由變壓器原邊等效電感及二極管本體電容產(chǎn)生的電壓尖峰及振蕩，以減少電磁干擾。二極管承受的最大反向電壓Vrmax為

式中：Vinmax為變壓器原邊輸入電壓最大值；NS為變壓器副邊繞組匝數(shù)；NP為變壓器原邊繞組匝數(shù)。

查找數(shù)據(jù)手冊(cè)，當(dāng)二極管承受的最大反向電壓Vrmax為200 V時(shí)，其結(jié)電容Cf取300 pF，設(shè)計(jì)時(shí)選吸收電容為快恢復(fù)二極管結(jié)電容的10倍，則可計(jì)算得吸收電容C為

式中：NSBD為快恢復(fù)二極管并聯(lián)的數(shù)量。

式中：R,C分別為吸收電路的電阻值、電容值；τ為RC吸收電路的時(shí)間常數(shù)。

由此可知，吸收電阻：

式中：fs為開(kāi)關(guān)頻率。

吸收電路中選取無(wú)感電阻與電容，電阻阻值R取6.67 Ω，電容容值C取0.04 μF。

1.1.4 驅(qū)動(dòng)電路

本文的IGBT 驅(qū)動(dòng)電路，主要采用2SD315A驅(qū)動(dòng)模塊進(jìn)行設(shè)計(jì)，該驅(qū)動(dòng)模塊內(nèi)設(shè)置了兩組獨(dú)立的驅(qū)動(dòng)電路，而且模塊內(nèi)還包含了所需的驅(qū)動(dòng)電源［15］。該模塊可驅(qū)動(dòng)1 200 V和1 700 V的IGBT，具有短路和過(guò)流保護(hù)的功能，峰值驅(qū)動(dòng)電流可達(dá)±15 A。為了減小電磁干擾，提高信號(hào)傳送質(zhì)量，驅(qū)動(dòng)電路中利用光纖進(jìn)行信號(hào)的傳送。

1.2 軟件設(shè)計(jì)

移相全橋控制技術(shù)具有效率高、損耗低等優(yōu)點(diǎn)，在諧振電感作用下可以實(shí)現(xiàn)4 個(gè)開(kāi)關(guān)器件的ZVS。基于英飛凌單片機(jī)控制器設(shè)計(jì)4 路PWM時(shí)序控制圖如圖3所示［16］。

圖3 移相全橋PWM生成原理圖Fig.3 Schematic diagram of PWM generated in phase-shifted full-bridge

對(duì)圖3 移相全橋PWM 生成原理進(jìn)行分析，通過(guò)使用英飛凌單片機(jī)的CCU61 與CCU62 比較單元輸出4 路PWM 方波，每個(gè)比較單元產(chǎn)生2 路帶有死區(qū)時(shí)間的互補(bǔ)的PWM 信號(hào)。CCU61單元輸出IGBT1與IGBT3所需脈沖，CCU62 單元輸 出IGBT2與IGBT4所 需 脈 沖。CCU61 與CCU62 單元的比較寄存器的數(shù)值隨調(diào)節(jié)程序在下溢中斷與周期中斷中不斷修改。在下溢中斷中賦給比較寄存器CMPR，在周期中斷中賦給比較寄存器T-CMPR（周期值減去上次比較寄存器數(shù)值）。

2 可控諧振電感的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

2.1 原理及拓?fù)?/h3>

本文所提出的可控諧振電感技術(shù)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2 中所示，該移相全橋ZVS 變換器由4 個(gè)IGBT 構(gòu)成S1～S4，每個(gè)IGBT 都反并聯(lián)1 個(gè)二極管D1～D4和1個(gè)緩沖電容C1～C4。全橋變換器輸出交流電壓，經(jīng)過(guò)1 個(gè)隔直電容C5后連接1 個(gè)高頻變壓器T，可控諧振電感L 與變壓器原邊串聯(lián)。后級(jí)采用全波整流和電感濾波方式，整流二極管為D5和D6，后級(jí)高頻濾波電感和濾波電容分別為L(zhǎng)0和C6?？煽刂C振電感的值由經(jīng)濾波電感L0的輸出電流控制，通過(guò)調(diào)節(jié)諧振電感的值，可以實(shí)現(xiàn)移相全橋變換器的ZVS，減小電磁干擾。由于移相全橋變換器的超前橋臂易實(shí)現(xiàn)ZVS，滯后橋臂不易實(shí)現(xiàn)，本文重點(diǎn)研究滯后橋臂的軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)。移相全橋變換器的控制脈沖時(shí)序及開(kāi)關(guān)管端電壓波形如圖4所示［11］。

圖4 移相全橋變換器控制脈沖時(shí)序圖Fig.4 Time diagram of phase shifted full bridge converter

圖4 中，S1和S3為超前橋臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，S2和S4為滯后橋臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。VAB為變壓器原邊電壓，ip為變壓器原邊電流，if為后級(jí)濾波電感的電流。由于變壓器繞組等效電阻的存在和開(kāi)關(guān)管的正向壓降過(guò)大，使得滯后臂實(shí)現(xiàn)ZVS的有效時(shí)間明顯縮短，電路工作在非理想條件下，圖4中實(shí)線(xiàn)表示不考慮等效電阻和導(dǎo)通壓降的理想情況，虛線(xiàn)表示實(shí)際非理想情況。

當(dāng)t ＜t0時(shí)，S1和D2導(dǎo)通，當(dāng)t=t0時(shí)，S1信號(hào)為低電平，滯后橋臂開(kāi)始工作，此時(shí)滯后橋臂的等效電路如圖5所示。

圖5 滯后橋臂等效電路Fig.5 Equivalent circuit of the lagging arm

當(dāng)t ＜t0時(shí)，開(kāi)關(guān)S 是閉合的，此時(shí)電容C2兩端電壓VC2=0，電容C4兩端電壓VC4與直流母線(xiàn)電壓VDC相等，即VA=VDC，后級(jí)濾波電感電流IL的初始值為IL(0)。當(dāng)t=t0時(shí)，開(kāi)關(guān)S 打開(kāi)，電容C2和C4的電流IC2和IC4可表示為

則可控諧振電感電流IL為

其中，CP為等效并聯(lián)電容，可表示為

則串聯(lián)LC諧振等效電路如圖6所示。

圖6 串聯(lián)LC諧振等效電路Fig.6 Equivalent circuit of series resonance LC

電感電流IL(0)和電容電壓的初始值均為0，電路方程可表示為

式中：ω為角頻率；T為諧振周期。

在軟開(kāi)關(guān)的條件下，電感中應(yīng)存儲(chǔ)足夠大的能量通過(guò)原邊電流IP給等效并聯(lián)電容CP充電，滿(mǎn)足能量方程：

由式（13）知，滿(mǎn)足ZVS 的原邊電流最小值IPmin可表示為

等效并聯(lián)電容要完成1 次充放電，則原邊電流應(yīng)大于IPmin。

如果原邊電流IP等于IPmin，由原邊電流IP降為0，等效并聯(lián)電容兩端電壓在1/4諧振周期時(shí)達(dá)到直流母線(xiàn)電壓VDC，可計(jì)算其所需時(shí)間tZVS作為ZVS實(shí)現(xiàn)的最大時(shí)間tZVSmax：

如果并聯(lián)電容不能在tZVSmax時(shí)刻將能量完全釋放，就不能實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。

如果IP＞IPmin，等效并聯(lián)電容電壓VCP在tZVS期間從0上升到VDC，如果可控諧振電感電流的初始值IL(0)等于變壓器原邊電流初始值I3，tZVS可由下式計(jì)算：

當(dāng)IP從I3降到I4時(shí)，I4可由下式計(jì)算：

式中：I3，I4分別為t3和t4時(shí)刻變壓器原邊電流有效值。

當(dāng)t=t4時(shí)，L兩端開(kāi)始承受負(fù)電壓，電感電流在tre期間減為0，tre可由下式計(jì)算：

原邊電流在tk=tZVS+tre期間降為0，在tZVS結(jié)束時(shí)，S2開(kāi)始加脈沖，因此S1和S2之間的死區(qū)時(shí)間t23應(yīng)滿(mǎn)足下式：

因此，要使得負(fù)載電流在全范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS，則應(yīng)滿(mǎn)足式（19）。

2.2 可控諧振電感設(shè)計(jì)

本文所提出的可控諧振電感由2個(gè)相同的且不具有磁耦合的磁芯串聯(lián)而成，變換器輸出的直流電為可控諧振電感的控制繞組中的電流，控制電流在2個(gè)磁芯中產(chǎn)生一個(gè)直流偏置場(chǎng)。電感值大小隨控制繞組匝數(shù)變化而變化，總體上隨控制電流的增大而減小，可控諧振電感的變化范圍為2～20 μH。在控制繞組沒(méi)有電流時(shí)，可控諧振電感的值最大，可控諧振電感的大小由輸出電流進(jìn)行控制，在輸出滿(mǎn)載電流的0～1/4區(qū)間，可控諧振電感隨輸出滿(mǎn)載電流變化較大；在輸出滿(mǎn)載電流的1/4～1/2區(qū)間，可控諧振電感隨輸出電流變化略微減小；在輸出電流大于滿(mǎn)載的1/2時(shí)，可控諧振電感隨輸出電流變化不明顯。合理調(diào)節(jié)2個(gè)磁芯之間氣隙大小，使得鐵氧體磁芯的飽和范圍變大。在較大的氣隙條件下，磁芯的B-H曲線(xiàn)基本呈線(xiàn)性，氣隙的選取應(yīng)符合可控諧振電感的特性。

可控諧振電感的氣隙大小的計(jì)算如下式所示：

式中：V為全橋逆變輸出電壓有效值；Bmax為高頻變壓器磁通最大值；μ為鐵氧體磁芯磁導(dǎo)率；L為輸出電流為額定值時(shí)所對(duì)應(yīng)的可控諧振電感值；Ipk為高頻變壓器原邊電流峰值；δ為可控諧振電感氣隙大??；Ag為有效導(dǎo)磁面積。

電感磁芯面積的計(jì)算如下式所示：式中：J為電流密度；Aws為集膚效應(yīng)產(chǎn)生的集膚深度；Δ為可控諧振電感磁芯面積。

由式（20）得到可控諧振電感氣隙δ的大小為4.23 mm；由式（21）得到可控諧振電感磁芯面積Δ為3.78 cm2。

3 仿真結(jié)果

3.1 輸出電壓和電流

滿(mǎn)載時(shí)測(cè)得的輸出電壓和電流波形如圖7 所示。

圖7 輸出電壓電流波形Fig.7 Waveforms of the output voltage and current

由圖7 可以看出輸出電壓Uo為60 V，輸出電流Io達(dá)到500 A，紋波較小，滿(mǎn)足設(shè)計(jì)要求。

3.2 軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)

滯后臂的開(kāi)關(guān)管S2和S4的仿真波形如圖8所示。

圖8 滯后臂管壓降及驅(qū)動(dòng)波形Fig.8 Waveforms of the lagging arm tube voltage and drive signal

由圖8 可知，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通前滯后臂開(kāi)關(guān)管兩端電壓已降為0 V，實(shí)現(xiàn)了ZVS。

3.3 RC吸收

RC 吸收電路中C=40 nF，R=2 Ω，R＝3.3 Ω，R＝4 Ω，R＝5 Ω，R＝6 Ω時(shí)的副邊整流二極管電壓波形如圖9所示。

圖9 副邊整流二極管電壓波形Fig.9 Waveforms of secondary side rectifier diode voltage

從圖9可以看出，在R=4 Ω時(shí)為RC吸收電路的最佳效果。R＜4 Ω時(shí)副邊整流二極管電壓尖峰變大，振蕩周期變長(zhǎng)；R＞4 Ω時(shí)電壓毛刺進(jìn)一步增大，阻尼系數(shù)Q 變小，振蕩周期變短。所以電阻值在4 Ω左右選取。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

4.1 高頻逆變弧焊電源樣機(jī)

利用移相全橋控制技術(shù)的原理搭建了1臺(tái)功率為30 kW，60 V/500 A，20 kHz的高效高頻逆變弧焊電源樣機(jī)。

4.2 軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)

在重載或滿(mǎn)載條件下，移相全橋變換器的滯后臂ZVS 較易實(shí)現(xiàn)，但滯后臂不易實(shí)現(xiàn)，因此這里僅給出輕載狀態(tài)下滯后臂的ZVS 波形。圖10和圖11 為25%負(fù)載條件下的滯后臂的ZVS 波形和變壓器原邊電壓波形。

圖10 2號(hào)開(kāi)關(guān)管ZVS波形圖Fig.10 No.2 switch ZVS waveforms

圖11 4號(hào)開(kāi)關(guān)管ZVS波形圖Fig.11 No.4 switch ZVS waveforms

由圖10、圖11 可知，施加驅(qū)動(dòng)信號(hào)前滯后臂開(kāi)關(guān)管的管電壓降已降為0 V，均實(shí)現(xiàn)了ZVS。

4.3 電源效率

帶有可控諧振電感的弧焊逆變電源效率曲線(xiàn)如圖12中實(shí)線(xiàn)所示，不帶可控諧振電感的弧焊逆變電源的電源效率如圖12虛線(xiàn)所示。

圖12 電源效率曲線(xiàn)Fig.12 Power efficiency curves

由圖12 可知，輕載時(shí)，由于諧振電感值由輸出電流大小控制增大，滯后臂較易實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，電源效率相對(duì)提高；重載和滿(mǎn)載時(shí)，兩者都能夠?qū)崿F(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，效率基本相同。從總體上看，帶有可控諧振電感電源的平均效率明顯提高，占空比在0.5 以上時(shí)，電源效率可達(dá)80%以上，在滿(mǎn)載時(shí)，電源效率可達(dá)到90%，所以提出的可控諧振電感技術(shù)大幅度提高了輕載運(yùn)行狀況下的電源效率。

4.4 傳導(dǎo)EMI

對(duì)高頻逆變弧焊電源樣機(jī)進(jìn)行共模傳導(dǎo)EMI測(cè)試，測(cè)試原理框圖如圖13所示。

圖13 傳導(dǎo)EMI測(cè)試實(shí)現(xiàn)框圖Fig.13 Realization diagram of the conducted EMI test

圖13 中線(xiàn)性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)可以為EMI 提供一個(gè)穩(wěn)定的負(fù)載阻抗，并為EMI提供一個(gè)高頻檢測(cè)通路，濾除電網(wǎng)的高頻噪聲，減小測(cè)量誤差。EMI接收采用頻譜分析儀，可以接收到逆變弧焊電源的傳導(dǎo)EMI信號(hào)。

采用可控諧振電感技術(shù)前后高頻逆變弧焊機(jī)電源電網(wǎng)側(cè)進(jìn)行傳導(dǎo)EMI測(cè)試，測(cè)試到的傳導(dǎo)EMI頻譜分別如圖14和圖15所示。

從圖14 和圖15 可以看出，未采用可控諧振電感技術(shù)的變換器低頻段傳導(dǎo)EMI 較大，可達(dá)70 dB·μV，中頻段傳導(dǎo)EMI也有60 dB·μV，平均幅值大約為45 dB·μV，干擾比較嚴(yán)重。利用可控諧振電感技術(shù)之后的傳導(dǎo)EMI 在1 MHz 到30 MHz之間，EMI平均幅值在30 dB·μV周?chē)?，共模傳?dǎo)EMI有了明顯降低。

圖14 未采用可控諧振電感時(shí)變換器共模傳導(dǎo)EMIFig.14 The conducted EMI of converter without CRI

圖15 采用可控諧振電感時(shí)變換器共模傳導(dǎo)EMIFig.15 The conducted EMI of converter with CRI

5 結(jié)論

經(jīng)過(guò)理論分析和實(shí)際調(diào)試，本文提出的可控諧振電感技術(shù)，可以容易地實(shí)現(xiàn)低壓大電流高頻逆變弧焊電源的軟開(kāi)關(guān)，減小了開(kāi)關(guān)管操作過(guò)程中產(chǎn)生的電磁干擾，使得共模傳導(dǎo)EMI 信號(hào)大大減小。在輕載情況下，可以通過(guò)增大可控諧振電感的值來(lái)獲得軟開(kāi)關(guān)所需要的能量。在重載或滿(mǎn)載情況下，可以減小寄生諧振和占空比的丟失。搭建了一臺(tái)功率為30 kW，60 V/500 A，20 kHz的高效高頻逆變弧焊電源樣機(jī)，對(duì)該樣機(jī)進(jìn)行效率和傳導(dǎo)EMI 測(cè)試，傳導(dǎo)EMI 從未采用諧振電感技術(shù)的40～70 dB·μV 降到采用可控諧振電感技術(shù)之后的20 dB·μV，輕載效率得到明顯提高，驗(yàn)證了所提出可控諧振電感技術(shù)的合理性和可實(shí)現(xiàn)性。

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