粟慧龍

(1.中南大學(xué)，湖南長(zhǎng)沙410083；2.湖南鐵道職業(yè)技術(shù)學(xué)院，湖南株洲412001)

基于PWM技術(shù)的磷酸鐵鋰電池充電裝置的研究

粟慧龍1,2

(1.中南大學(xué)，湖南長(zhǎng)沙410083；2.湖南鐵道職業(yè)技術(shù)學(xué)院，湖南株洲412001)

針對(duì)電動(dòng)汽車的充電需求，設(shè)計(jì)完成了一款基于PWM技術(shù)的磷酸鐵鋰動(dòng)力電池組充電裝置。在分析傳統(tǒng)磷酸鐵鋰電池組不足的基礎(chǔ)上，理論推導(dǎo)了三相電流型PWM整流器的SPWM間接電流控制算法，選用三相電流型PWM整流器拓?fù)渥鳛橹麟娐?，完成了三相充電裝置主電路的硬件設(shè)計(jì)，搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，完成了開環(huán)和閉環(huán)實(shí)驗(yàn)，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正。當(dāng)網(wǎng)側(cè)電壓為380 V時(shí)，在指令電流為10、30、50和80 A時(shí)分別對(duì)磷酸鐵鋰電池組進(jìn)行充電實(shí)驗(yàn)，輸出電流恒定且紋波小，充電過程中網(wǎng)側(cè)電流與電壓同相位，有效地實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)。

磷酸鐵鋰動(dòng)力電池組；脈寬調(diào)制技術(shù)；功率因數(shù)；開環(huán)閉環(huán)實(shí)驗(yàn)

電動(dòng)汽車已然成為未來(lái)汽車發(fā)展的趨勢(shì)，美國(guó)、日本等發(fā)達(dá)國(guó)家為解決能源危機(jī)和環(huán)境污染，也都在致力于電動(dòng)汽車研究，我國(guó)電動(dòng)汽車的研究也通過國(guó)家科技部“863”重大專項(xiàng)研究課題立項(xiàng)。

目前，電動(dòng)汽車的發(fā)展存在電機(jī)及電池等許多需要解決和完善的問題。而作為電動(dòng)汽車的核心能源，傳統(tǒng)的動(dòng)力電池充放電裝置基本采用可控硅整流，會(huì)產(chǎn)生危害十分嚴(yán)重的頻率為工頻頻率整數(shù)倍的諧波。它能使電能的生產(chǎn)、傳輸和利用的效率大大降低，現(xiàn)階段在一些大城市準(zhǔn)備籌建電動(dòng)汽車快速充電樁，以圖在10～20 min內(nèi)將電池容量充到70%～80%，但可控硅技術(shù)基本無(wú)法實(shí)現(xiàn)，而且此方法容易產(chǎn)生振動(dòng)和噪聲，使電氣設(shè)備過熱，并使絕緣老化，此外還存在比能量低下、續(xù)駛里程較短等問題[1-2]。

本文選用三相電流型PWM整流器拓?fù)渥鳛橹麟娐?，完成了三相充電裝置主電路的硬件設(shè)計(jì)，搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，完成了開環(huán)和閉環(huán)實(shí)驗(yàn)，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正[3-4]。當(dāng)網(wǎng)側(cè)電壓為380 V時(shí)，在指令電流為10、30、50、80 A時(shí)分別對(duì)磷酸鐵鋰電池組進(jìn)行充電實(shí)驗(yàn)，輸出電流恒定且紋波小，充電過程中網(wǎng)側(cè)電流與電壓同相位，有效地實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)。

1 系統(tǒng)原理

目前，一般電動(dòng)汽車用電池組端電壓均在400 V以下，根據(jù)三相輸入電壓為380 VAC，采用降壓型拓?fù)渫瓿沙潆奫5]。傳統(tǒng)的拓?fù)浠静捎脙杉?jí)結(jié)構(gòu)，兩級(jí)結(jié)構(gòu)會(huì)增加電路的復(fù)雜性，而且在選擇降壓等級(jí)時(shí)調(diào)整選擇較難[6-8]，本設(shè)計(jì)裝置選用電流型PWM整流器作為主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，單級(jí)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

電流型PWM整流器控制開關(guān)管的調(diào)制，并能實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流跟蹤網(wǎng)側(cè)電壓相位以及實(shí)現(xiàn)輸出跟定電流；在輸出側(cè)增加LC濾波器，濾除因PWM斬波產(chǎn)生的高頻諧波，可以減小對(duì)電網(wǎng)的諧波污染。而在輸出端增加電感，則可以平滑輸出電流；考慮到傳統(tǒng)的四管續(xù)流方式能耗高，可以在輸出端側(cè)并聯(lián)一個(gè)二極管，保證可靠的續(xù)流，避免出現(xiàn)斷路情況，可以有效降低功損耗。

圖1 充電機(jī)系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2 間接電流控制策略

在SPWM調(diào)制技術(shù)中，交流輸入電流的基波分量是線性放大的電流調(diào)制信號(hào)，因此對(duì)整流器輸入電流相位和幅值的調(diào)節(jié)可以通過對(duì)調(diào)制信號(hào)的控制來(lái)實(shí)現(xiàn)。為了穩(wěn)定輸出直流電流，間接電流控制需要引入電流閉環(huán)反饋。

在三相PWM整流技術(shù)中，三相PWM電流型整流器如需實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)正弦波整流控制，則對(duì)于交流側(cè)單相電路，其中一相(a相)簡(jiǎn)化后的等效電路如圖2和圖3。

圖3 交流側(cè)a相矢量圖

設(shè)：

若PWM開關(guān)頻率足夠高，則三相CSR a相交流側(cè)電壓基波穩(wěn)態(tài)值為：

由圖3及式(2)，可得：

而由文獻(xiàn)，可知：

令信號(hào)對(duì)電流型變流器進(jìn)行PWM電流控制，則可實(shí)現(xiàn)電流型變流器的單位功率因數(shù)正弦波電流控制?；诮涣鱾?cè)電流的間接電流控制原理電路如圖4所示。

圖4 間接電流控制原理圖

為了實(shí)現(xiàn)三相電流型整流器的網(wǎng)側(cè)電流無(wú)靜差控制，電流調(diào)節(jié)器采用比例積分PI調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)器輸出為三相電流型整流器交流側(cè)峰值指令信號(hào)，然后通過控制運(yùn)算，輸出三相PWM正弦波調(diào)制信號(hào)，實(shí)現(xiàn)三相電流型整流器的間接電流控制。直接電流控制因?yàn)槭请p閉環(huán)系統(tǒng)，其抗擾動(dòng)性能及電流跟隨性較好，但是這樣就需要增加三個(gè)交流側(cè)的電流傳感器，增加成本，而且雙閉環(huán)的PI環(huán)節(jié)參數(shù)相互影響，在實(shí)際工程應(yīng)用中并不好調(diào)試。在參數(shù)匹配不好時(shí)，其輸出性能并不一定優(yōu)于間接電流控制。當(dāng)CSR的主電路參數(shù)一定時(shí)，間接電流控制也可以很好地實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流的控制，其控制方法簡(jiǎn)單、成本低，可以適用于充電主電路的控制。

3 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

3.1 整體框圖設(shè)計(jì)

直流負(fù)載采用的是200 Ah的磷酸鐵鋰電池組。控制單元采用德州儀器DSP TMS320LF2808為控制芯片，模擬信號(hào)經(jīng)過采樣調(diào)理后進(jìn)入DSP運(yùn)算處理，調(diào)制波經(jīng)PWM模塊生成二值邏輯的PWM信號(hào)。因IPM的脈沖輸入端為低有效，所以二值PWM信號(hào)經(jīng)六路與非門變換后得到六路PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

3.2 網(wǎng)側(cè)電路設(shè)計(jì)

網(wǎng)側(cè)電路的電路原理圖如圖5所示。

網(wǎng)側(cè)采用形式為L(zhǎng)CL的T型濾波電路?？拷娋W(wǎng)側(cè)的電感采用變壓器的漏感，濾波電容串接阻尼電阻接地。

圖5 網(wǎng)側(cè)電路的電路原理圖

變壓器二次側(cè)線壓有效值167 V，直流電壓300 V。通過SVPWM各主要諧波隨調(diào)制比變化范圍曲線可知，頻率為6 kHz附近諧波幅值越增大，諧波情況越惡劣，因此選擇在最大調(diào)制比處設(shè)計(jì)電感值。

下面以IEC1000-3-4為標(biāo)準(zhǔn)進(jìn)行設(shè)計(jì)。令逆變器側(cè)電流諧波含量為網(wǎng)側(cè)的10%，則的取值為：=2.25 mH。電壓傳感器在網(wǎng)側(cè)，電流傳感器在逆變器側(cè)，網(wǎng)側(cè)阻抗呈容性，設(shè)計(jì)使網(wǎng)側(cè)無(wú)功功率是有功功率的1%，則有：=1%×/=17 μF，取=18 μF。

參數(shù)設(shè)計(jì)完后，可算出系統(tǒng)的諧振角頻率為(LCL零阻抗時(shí))：

對(duì)應(yīng)諧振頻率為2.959 kHz，滿足要求。

3.3 模擬信號(hào)采樣調(diào)理電路

(1)交流相電壓信號(hào)采集

采用LEM公司的LV 28-P型電壓傳感器，它是應(yīng)用霍爾原理的閉環(huán)(補(bǔ)償)電流傳感器。原邊與副邊之間是絕緣的，主要用于測(cè)量直流、交流和脈沖電壓。對(duì)于電壓測(cè)量，原邊電流與被測(cè)電壓的比一定要通過一個(gè)由用戶選擇的外部電阻R1確定，并串聯(lián)在傳感器原邊回路上。轉(zhuǎn)換比例

由于DSP TMS320F2808的AD轉(zhuǎn)換輸入信號(hào)要求為0～3 V，而由霍爾傳感器檢測(cè)到的相電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換后得到的是正負(fù)電壓信號(hào)，因此需要將0電平抬升到1.65 V，再經(jīng)濾波放大，保證電壓信號(hào)在0～3 V，才能輸入到DSP的AD通道。圖6給出了濾波放大及電平抬升電路。圖中使用的MCP6044為軌到軌運(yùn)放，能夠保證其輸出電壓不會(huì)超過運(yùn)放的供電電壓值，從而確保輸入到DSP的電壓信號(hào)不會(huì)過高而燒毀DSP引腳。

圖6 相電壓調(diào)理電路

(2)直流電流采集

直流電流的檢測(cè)采用電流傳感器LT508-S6，它用于測(cè)量直流、交流和脈沖電流。轉(zhuǎn)換比例=1∶5 000，在電流較小時(shí)，為了提高檢測(cè)精度就需要使通過的電線多繞幾匝。圖7為直流電流調(diào)理電路。

圖7 直流電流調(diào)理電路

該電路包含了一個(gè)二階Butterworth有源低通濾波器，截止頻率為500 Hz。其作用是濾除由開關(guān)信號(hào)耦合進(jìn)母線的高頻干擾，防止高頻信號(hào)混疊到基波信號(hào)中，影響信號(hào)檢測(cè)精度。

因采樣的是直流電壓，因此電位不需要抬升，只需要輸出的電壓在0～3 V即可，并盡量使輸出最大值時(shí)達(dá)到滿量程，以提高采樣精度。

4 控制系統(tǒng)的軟件設(shè)計(jì)

本論文的軟件實(shí)現(xiàn)采用的是基于模型的嵌入式代碼生成設(shè)計(jì)，利用Matlab內(nèi)的Target Support Package，通過搭建仿真模型，直接生成需要的軟件代碼。

用戶可以用Simulink模塊和附加模塊庫(kù)構(gòu)建系統(tǒng)模型和實(shí)時(shí)算法，該模型可以用定點(diǎn)數(shù)或浮點(diǎn)數(shù)開發(fā)，在Target Support Package的支持下，用戶可以插入經(jīng)過優(yōu)化的功能模塊和基于用戶的嵌入式硬件平臺(tái)的外圍接口模塊，然后再結(jié)合Real-Time Workshop、Embedded IDE Link和第三方的開發(fā)工具自動(dòng)生成算法代碼并編譯、鏈接，下載到用戶的硬件板卡上運(yùn)行。

本文中，利用其內(nèi)部支持的TI F2808芯片，配置相應(yīng)的I/O端口和PWM模塊，利用一些TI提供的算法模塊，即可生成相應(yīng)的程序。生成的程序通過CCS3.3既可在線調(diào)試，也可通過燒寫Flash下載到硬件電路上。通過輸出的波形驗(yàn)證模塊搭建的正確性。本設(shè)計(jì)搭建了SVPWM控制方式的代碼生成模型。

根據(jù)仿真得到的參數(shù)，搭建模塊，根據(jù)不同的芯片，選擇相應(yīng)的模塊，設(shè)置各端口參數(shù)。這樣在更改芯片時(shí)，可以方便地移植程序，大大縮短了開發(fā)周期，簡(jiǎn)化了軟件調(diào)試過程。

5 評(píng)測(cè)與結(jié)論

實(shí)驗(yàn)電路的參數(shù)為：三相電壓源線電壓380 V，頻率50 Hz；三角波幅值為±1 V。

5.1 調(diào)制信號(hào)波形

載波頻率為12.2 kHz。圖8為二三值邏輯信號(hào)。

圖8 二三值邏輯信號(hào)

從DSP控制器出來(lái)后的a相上橋臂和b相下橋臂管的二值PWM信號(hào)經(jīng)處理后，得到a相上橋臂管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

5.2 開環(huán)實(shí)驗(yàn)

為驗(yàn)證充電設(shè)備的輸出是否正確，先用電阻對(duì)其進(jìn)行了開閉環(huán)實(shí)驗(yàn)。圖9為調(diào)制比=0.5時(shí)的輸出和仿真波形對(duì)比。

由圖10和圖11可以看到，隨著調(diào)制比增大，輸出電流也逐漸增大，而且網(wǎng)側(cè)電流實(shí)現(xiàn)了較好的功率因數(shù)校正。但是輸出的直流電流不可控，故需要加入電流閉環(huán)。

圖9 調(diào)制比=0.5的輸出和仿真波形對(duì)比

圖10 調(diào)制比=0.8的輸出波形

圖11 調(diào)制比=1的輸出波形

5.3 SPWM閉環(huán)實(shí)驗(yàn)

圖12為電流給定為10 A時(shí)所得到的波形。圖12(a)中，為突加負(fù)載時(shí)的突變過程，從圖中可以看到直流電流上升過程不到一個(gè)工頻周期，很快達(dá)到穩(wěn)定的輸出；圖12(b)為輸出穩(wěn)定時(shí)，測(cè)得的直流電流和網(wǎng)側(cè)電流值，從圖中可以看到，在給定10 A時(shí)，輸出可以穩(wěn)定地輸出10 A，系統(tǒng)跟隨性能好。

圖12 突加負(fù)載輸出(10 A)動(dòng)態(tài)與穩(wěn)態(tài)波形

通過圖13、圖14的實(shí)驗(yàn)波形可以驗(yàn)證，當(dāng)網(wǎng)側(cè)電壓為380 V時(shí)，可根據(jù)不同指令電流，如30、50 A對(duì)磷酸鐵鋰電池組進(jìn)行充電，輸出電流恒定且紋波較小，充電過程中網(wǎng)側(cè)電流與電壓同相位，有效地實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)。

圖13 給定輸出電流30 A的實(shí)驗(yàn)波形

圖14 給定輸出電流50 A的實(shí)驗(yàn)波形

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Research of lithium iron phosphate battery pack charging device based on PWM technology

According to the actual needs,a design based on lithium iron phosphate battery pack charging device PWM technology was completed.Analyzed and compared several major control method of 3-Phase CSR,3-Phase PWM Current Source Rectifier(CSR)topology was chosen as mainly power circuit.The SPWM ternary logic and control methods were researched in detail. A three-phase current source rectifier main circuit hardware design was completed, and the experimental platform was built. The open and closed loop experiments were completed, achieving power factor correction.When the grid voltage was 380 V,the instruction current 10,30,50,80 A respectively when charging lithium iron phosphate group test,the output current was constant and ripple,the process of charging the network side of the current phase with the voltage,realize the electric car batteries rapid charging.

lithium iron phosphate battery pack;PWM technology;power factor;open and closed loop experiments

TM 912

A

1002-087 X(2015)10-2099-04

2015-03-24

湖南省教育廳科學(xué)研究項(xiàng)目(14C0755)

粟慧龍(1982—)，男，湖南省人，碩士生，講師，工程師，主要研究方向?yàn)殡娮訉W(xué)、自動(dòng)化控制。