HE Wei，F(xiàn)ENG Quanyuan

(Institute of Microelectronics，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China)

A Bandgap Reference with High Temperature Performance*

HE Wei，F(xiàn)ENG Quanyuan*

(Institute of Microelectronics，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China)

A bandgap voltage reference with low temperature-drift was proposed based on OKI 0．5 μm BiCMOS process．The voltage-mode output stage of traditional reference was improved and a mixed-mode output stage which comprised both voltage and current modes was introduced．Thus the flexibility of temperature compensation was improved．Meanwhile a high-precision curvature correction circuit based on piecewise linear compensation technology was designed to trim the high-order temperature components of the reference voltage．Simulation using HSPICE software showed that，the output reference voltage was 1．2156 V under the 5 V power supply and its temperature coefficient was 0．43×10－6/℃at the range of－40℃～125℃．The power supply rejection ratio(PSRR)was lower than－83 dB at low frequency．Line regulation in the supply range of 3．8 V～10 V was 9．2 μV/V．

bandgap reference;mixed-mode;curvature correction;low temperature-drift

在電源管理芯片中，誤差放大器、振蕩器、電流檢測電路等模塊的參考電壓均由帶隙基準源提供，基準源的精度直接關(guān)系到芯片的性能［1］。電子產(chǎn)品正向著高速、高精度、高可靠性的方向發(fā)展，作為電子系統(tǒng)的核心組成部分，電源的設(shè)計顯得尤為關(guān)鍵。這同時也對基準源的精度提出了更高的要求［2］。本文提出了一種采用混合模式輸出級的帶隙基準源，并設(shè)計了一種高精度的曲率校正電路，以提高基準源溫度補償?shù)撵`活性和輸出電壓的精度。

圖1　典型的電壓模式輸出級的基準電路

1　帶隙基準源及曲率校正基本原理

1．1帶隙基準源原理

圖1所示為典型的電壓模式輸出級的帶隙基準源的電路原理圖。運算放大器A1以VX和VY為輸入，驅(qū)動電阻R1和R2的上端，由運放的“虛短”原理可知X點和Y點被箝制在相同的電位。故晶體管Q1和Q2的集電極電流相等。Q1、Q2的基極－發(fā)射極電壓的差值為:

式中，VT=kT/q，k為玻爾茲曼常數(shù)，q為電子電荷量，IC為晶體管集電極電流，IS為飽和電流。

Q2、Q1的發(fā)射結(jié)面積之比為N:1，故IS2/IS1= N，可得到:

電阻R3上的壓降即為ΔVBE，由此可得基準源的輸出電壓為:

式中，VBE2為負溫度系數(shù)(CTAT)，VT為正溫度系數(shù)(PTAT)，選擇合適的電阻比例就可以使正負溫度系數(shù)相抵消，得到無溫度系數(shù)的基準電壓。

圖1所示電路采用的是基準源電路中最常見的電壓模式輸出級，其簡化結(jié)構(gòu)如圖2(a)所示。

圖2　輸出級結(jié)構(gòu)

電壓模式的實現(xiàn)方法具有電路結(jié)構(gòu)簡單的優(yōu)點。但是一般不能有效地對基準電壓進行mV級甚至是μV級的高階溫度系數(shù)補償，不能適應(yīng)高精度的應(yīng)用需求。針對這種情況，本文對傳統(tǒng)基準源進行了改進，通過對電流模式和電壓模式進行適當?shù)慕M合，形成了如圖2(b)所示的混合模式輸出級。改進后基準源的溫度補償具有更強的靈活性和更高的精度。采用混合模式輸出級的基準電壓可表示為:

式中，IPTAT和INL分別表示PTAT特性的和非線性溫度特性的電流。

2．2曲率校正原理

由式(3)可知，典型的帶隙基準源僅對VBE的一階分量進行了補償。但晶體管的基極－發(fā)射極電壓VBE與溫度并不是線性相關(guān)，根據(jù)參考文獻［3］可知:

式中，VBG0是溫度為0 K時的帶隙電壓，T是絕對溫度，T0是參考溫度，VBE0是在溫度為T0時的發(fā)射結(jié)電壓，η是與工藝有關(guān)且與溫度無關(guān)的常數(shù)，α是與集電極電流IC的溫度特性相關(guān)的常數(shù)，VT是熱電壓。將式(5)按泰勒級數(shù)展開:

式中，a0～an為常數(shù)?？梢姡琕BE對于溫度泰勒級數(shù)展開的一階分量已經(jīng)抵消，但高階分量并沒有消除。要進一步降低基準的溫度系數(shù)就要對VBE中的非線性項進行補償，這就需要引入曲率校正電路。

實現(xiàn)這種補償?shù)姆椒ㄖ皇窃谝浑A補償?shù)幕A(chǔ)上，增加分段線性(PWL)的PTAT和CTAT分量。

圖3示出了典型的采用分段線性補償技術(shù)進行曲率校正的帶隙基準源的溫度特性。在低溫段，與溫度成反比的補償分量(VCTAT)逐漸減小;在高溫段，與溫度成正比的補償分量(VPTAT)逐漸增大，抵消VBE不斷增大的負溫度特性。

圖3　帶隙基準源的分段線性校正

2　基于分段線性補償?shù)幕旌夏Ｊ綆痘鶞试?/h2>

本文提出的基準源采用混合模式輸出級，以便于利用分段線性補償技術(shù)對基準源進行精確的曲率校正，預(yù)穩(wěn)壓的引入使基準源的溫度特性和電源抑制能力進一步優(yōu)化。整個電路主要分為3部分:預(yù)穩(wěn)壓電路、曲率校正電流產(chǎn)生電路、帶隙基準核心電路。

2．1預(yù)穩(wěn)壓電路

預(yù)穩(wěn)壓電路主要用于為其他模塊提供具有一定溫度穩(wěn)定性和電源抑制能力的供電電壓［4］，同時為曲率校正電流產(chǎn)生電路提供PTAT電流。

預(yù)穩(wěn)壓電路如圖4左半部分所示，圖中M1、M4、M6構(gòu)成啟動電路，使系統(tǒng)擺脫零電流點，進入正常工作狀態(tài)。電容C1為頻率補償電容，保證環(huán)路的穩(wěn)定性，預(yù)穩(wěn)壓后電源經(jīng)PMOS管M5輸出。結(jié)合式(1)～式(2)可以得到流經(jīng)R1的PTAT電流為:

圖4　預(yù)穩(wěn)壓電路及曲率校正電流產(chǎn)生電路

因此預(yù)穩(wěn)壓電路的輸出電壓VPRE可表示為:

式中，N為晶體管Q2與Q1的發(fā)射結(jié)面積比。從上式可以看出，預(yù)穩(wěn)壓的輸出電壓經(jīng)過了一階溫度補償，因此帶隙基準核心電路的供電具有較小的溫度系數(shù)。加入預(yù)穩(wěn)壓電路后基準源的電源抑制比(PSRR)可表示為［5］:

式中，PSRRPRE是預(yù)穩(wěn)壓電路的電源抑制比，PSRRREF是帶隙基準核心電路的電源抑制比。由此可見，經(jīng)預(yù)穩(wěn)壓后，基準源的供電具有更低的溫度系數(shù)和更高的電源抑制能力，使得基準源的輸出更加穩(wěn)定。

2．2曲率校正電流產(chǎn)生電路

曲率校正電流產(chǎn)生電路如圖4右半部分所示，該部分電路由5路分段線性電流產(chǎn)生電路構(gòu)成。分段線性電流產(chǎn)生電路分為低溫段和高溫段兩種，如圖5所示，其產(chǎn)生的分段線性補償電流分別為IPWL1和IPWL2兩種。

圖5　分段線性補償電流示意圖

本文采用正、負溫度系數(shù)電流相減的方法獲得分段線性電流，產(chǎn)生的電流IPWL可表示為:

式中，k1～k4為電流鏡的比例。

圖4中，M7、M13～M15、M20～M21、M24～M25、M28～M29提供正溫度系數(shù)的電流，Q5～Q6和R4構(gòu)成第1個負溫度系數(shù)電流源，產(chǎn)生的電流為:

式中，IS5為飽和電流。將式(11)對溫度求導(dǎo)，可以得到電流ICTAT1的溫度系數(shù)為:

忽略電阻的溫度系數(shù)，在室溫附近，VBE/T的值約為－1．5 mV/K，因此，ICTAT1/T＜0。

將式(11)代入式(10)得:

令式(13)等于零，又VT=kT/q，可得:

由上式可知，通過調(diào)整CTAT電流源中電阻R4的阻值以及電流鏡比例等參數(shù)可以實現(xiàn)對分段線性電流過零點TL和TH的調(diào)節(jié)。Q7～Q14和R5～R8構(gòu)成其余4個負溫度系數(shù)電流源，其原理與上述電路一致。

在低溫段，Q9、Q10和R6構(gòu)成的CTAT電流源產(chǎn)生的電流ICTAT3大于M21提供的正溫度系數(shù)電流ID21，根據(jù)KCL可知M22上有電流流過，M23上鏡像得負溫度系數(shù)的補償電流ICOMP3。隨著溫度的升高，ICTAT3逐漸減小，ID21逐漸增大，ID22隨之減小，M22與M23開始進入線性區(qū)并最終截止，補償電流ICOMP3降至0。由Q11～Q14、M24～M31和R7～R8構(gòu)成的另外兩路低溫段補償電流產(chǎn)生電路的原理與上述一致。

在高溫段，Q5、Q6和R4構(gòu)成的CTAT電流源產(chǎn)生的電流ICTAT1經(jīng)M8、M9按比例鏡像后得到負溫度系數(shù)的電流ID9。剛開始時，ICTAT1較大，假設(shè)M9工作在飽和區(qū)，則此時ID9大于M13提供的正溫度系數(shù)電流ID13，這違背了KCL，所以此時M9必然工作在線性區(qū)，M10、M11因柵－源電壓VGS過小而關(guān)斷，補償電流為0。隨著溫度的升高，ID13逐漸增大，ICTAT1逐漸減小，ID9隨之減小，ID13開始大于ID9，隨著電流的增大M10、M11由截止區(qū)進入線性區(qū)并最終達到飽和，M11鏡像得正溫度系數(shù)的補償電流ICOMP1。由Q7～Q8、M15～M19和R5構(gòu)成的另一路高溫段補償電流產(chǎn)生電路的原理與上述一致。

該部分電路產(chǎn)生的5路曲率校正電流匯聚成補償電流ICOMP，分別在高、低溫段注入帶隙基準核心電路中的電阻R13，實現(xiàn)分段線性補償。

2．3帶隙基準核心電路

帶隙基準核心電路采用文獻［6］提出的基本架構(gòu)，電路如圖6所示。由于預(yù)穩(wěn)壓電路的輸出VPRE和Q15、M32的箝位作用，基準核心部分的供電下降到低壓器件的耐壓范圍內(nèi)，且供電電壓的溫度系數(shù)和電源波動更?。?］。R10～R13和Q20～Q21構(gòu)成了帶隙基準電路的核心部分，Q22～Q23和M33～M34構(gòu)成的差分運放將圖6中A、B兩點箝制在相同的電位。R13的引入使基準源由傳統(tǒng)的電壓模式輸出級轉(zhuǎn)變?yōu)榛旌夏Ｊ捷敵黾?，基準輸出電壓的曲率校正也由此實現(xiàn)。

Q21和Q20的發(fā)射結(jié)面積之比為N，由式(1)～式(4)可得基準源的輸出電壓為:

圖6　帶隙基準核心電路

3　仿真結(jié)果與分析

采用HSPICE軟件在OKI 0．5 μm BiCMOS工藝下對提出的電路進行仿真。圖7所示為25℃，TT工藝角下，供電電壓VDD在3．8 V～10 V變化時，基準電壓線性調(diào)整率仿真結(jié)果。

圖7　基準源的線性調(diào)整率

仿真表明，當供電電壓在3．8 V～10 V變化時，VREF的變化量約為57 μV，線性調(diào)整率約為9．2 μV/V。

圖8是VDD為5 V，在SS、TT、FF三種工藝角下，基準源的電源抑制比(PSRR)仿真結(jié)果，低頻時電路的PSRR低于－83 dB，具有較高的電源波動抑制能力。

圖8　基準源的電源抑制能力

圖9所示是VDD為5 V時，在－40℃～125℃溫度范圍內(nèi)，曲率校正電流ICOMP隨溫度變化的仿真曲線。

圖9　曲率校正電流的溫度特性

圖10和圖11分別是曲率校正前和曲率校正后基準源的溫度特性仿真結(jié)果。

仿真表明，VDD為5 V時，在－40℃～125℃溫度范圍內(nèi)，曲率校正前，基準源輸出電壓的溫漂為3.123mV，溫度系數(shù)約為15．58×10－6/℃;曲率校正后，基準源輸出電壓的溫漂為86 μV，溫度系數(shù)約為0．43×10－6/℃。曲率校正的引入使基準源的溫度系數(shù)大幅下降。

圖10　曲率校正前基準源的溫度特性

圖11　曲率校正后基準源的溫度特性

表1　帶隙基準源性能比較

表1為設(shè)計的基準源與文獻［1，9］的性能比較結(jié)果，基準源的溫度特性和電源抑制能力明顯優(yōu)于文獻［1，9］。

4　結(jié)束語

為了適應(yīng)電源管理芯片精度不斷提高的發(fā)展趨勢，設(shè)計了一種混合模式輸出級的帶隙基準源，并采用了預(yù)穩(wěn)壓技術(shù)和基于分段線性補償?shù)那市Ｕ夹g(shù)，使得基準的電源抑制能力和溫度性能有了大幅改善。仿真結(jié)果表明，在－40℃～125℃溫度范圍內(nèi)，基準電壓的溫度系數(shù)僅為0．43×10－6/℃，低頻時電路電源抑制比低于－83 dB。電源電壓在3．8 V～10 V變化時，基準源的線性調(diào)整率為9．2 μV/V。設(shè)計的曲率校正電路實現(xiàn)方式簡單、調(diào)節(jié)方便，可移植性強。

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賀煒(1988－)，男，漢族，四川省內(nèi)江市人，碩士研究生，研究方向為模擬集成電路設(shè)計，hewei@my．swjtu．edu．cn;

馮全源(1963－)，男，漢族，江西景德鎮(zhèn)人，博士，教授，博士生導(dǎo)師，主要從事方向為集成電路設(shè)計、RFID技術(shù)、功率半導(dǎo)體技術(shù)、電磁兼容與環(huán)境電磁學、微波器件及材料等，fengquanyuan@163．com。

EEACC:257010．3969/j．issn．1005－9490．2015．01．005

一種高溫度性能的帶隙基準源*

賀煒，馮全源*
(西南交通大學微電子研究所，成都610031)

基于OKI 0．5 μm BiCMOS工藝，設(shè)計了一種低溫漂的帶隙基準電壓源。對傳統(tǒng)基準源的電壓模式輸出級進行了改進，使之形成同時包含電壓模式和電流模式的混合模式輸出級，提高了溫度補償?shù)撵`活性。同時設(shè)計了一種基于分段線性補償技術(shù)的高精度曲率校正電路，精確地對基準電壓的高階溫度分量進行修調(diào)。HSPICE仿真結(jié)果表明，在5 V的電源電壓下，基準輸出電壓為1．215 6 V，在－40℃～125℃溫度范圍內(nèi)，基準電壓的溫度系數(shù)為0．43×10－6/℃，低頻時電路電源抑制比低于－83 dB。電源電壓在3．8 V～10 V范圍內(nèi)變化時，基準源的線性調(diào)整率為9．2 μV/V。

帶隙基準;混合模式;曲率校正;低溫漂

TN433

A文獻標識碼:1005－9490(2015)01－0018－05

2014－03－19修改日期:2014－04－01

項目來源:國家自然科學基金項目(61271090);國家“863”計劃項目(2012AA012305)