魏義濤

【摘 要】本文以IGBT的物理模型為研究對(duì)象，詳細(xì)分析IGBT關(guān)斷過(guò)程中門(mén)-射極電壓、門(mén)極電流及集電極-射極電壓、集電極電流的各種行為情況；并以英飛凌的IGBT參數(shù)為依據(jù)，建立IGBT的仿真測(cè)試模型，分析門(mén)-射極電壓、門(mén)極電流及集電極-射極電壓、集電極電流的情況，與理論分析對(duì)比表明結(jié)果很好的吻合在一起，為進(jìn)一步的應(yīng)用IGBT提供參考。

【關(guān)鍵詞】IGBT原理；IGBT關(guān)斷特性分析 ；IGBT模型

【Abstract】Based on physics model of IGBT， the paper studied IGBTs turn-off behavior of gate- emitter voltage ， gated current and collector- emitter voltage ， collector current . and established Simulink model of IGBT on infineon production ， analysised behavior of gate- emitter voltage gated current and collector- emitter voltage ， collector current ， the same as the theory . produced theoretical reference for future.

【Key words】IGBT theory； IGBT turn-off behavior；IGBTs model

0 前言

IGBT結(jié)合了MOSFET管和雙極性晶體管的優(yōu)點(diǎn)，具有電壓型驅(qū)動(dòng)、輸入阻抗高、飽和壓降低等一系列的優(yōu)點(diǎn)，在電力電子領(lǐng)域具有廣泛的應(yīng)用。然而IGBT內(nèi)部寄生電容的存在，導(dǎo)致IGBT的開(kāi)斷呈現(xiàn)非線性的特點(diǎn)，因此研究IGBT的開(kāi)斷特性有助于更好的應(yīng)用IGBT器件[1]。

1 IGBT的原理

其中，VJ1是結(jié)J1的正向偏置壓降，RD是漂移區(qū)電阻，Rch是MOS溝道的電阻。正是由于VJ1的存在，要使IGBT導(dǎo)通，必須要約0.7V的正向電壓。相比之下，在MOSFET的三層結(jié)構(gòu)中沒(méi)有這個(gè)結(jié)，所以其導(dǎo)通的條件只是漏-源電壓大于零。IGBT所具有的這個(gè)額外的P+層有重要的意義，它能夠使得N-漂移區(qū)發(fā)生電導(dǎo)調(diào)制，使得IGBT的RD比MOSFET的小得多。

圖1（b）中，還給出了一個(gè)寄生NPN晶體管，兩個(gè)晶體管的連接方式形成了一個(gè)寄生晶閘管。這個(gè)寄生晶閘管的存在使得IGBT可能發(fā)生閂鎖（有的文獻(xiàn)稱(chēng)之為擎住效應(yīng)），即晶閘管的導(dǎo)通會(huì)導(dǎo)致IGBT門(mén)極失去控制作用并導(dǎo)致器件損壞。在新型IGBT的設(shè)計(jì)中，通過(guò)減小門(mén)-射短路電阻RS，如圖1（b）中所示，可顯著抑制閂鎖現(xiàn)象。因?yàn)橐苊釴PN晶體管工作，MOSFET和PNP晶體管的電流就不是均勻分配的，MOSFET承擔(dān)了四分之三的電流。其中，βPNP是寬基極PNP晶體管的電流放大倍數(shù)，由于它遠(yuǎn)小于1，所以晶體管集電極電流分量ICP比MOSFET電流分量IMOS要小。通常工況下，PNP晶體管不會(huì)處于深飽和狀態(tài)。

圖1（b）中所示的三個(gè)電容是器件內(nèi)部的寄生電容，容值隨著器件工況而變化。圖2給出了這幾個(gè)寄生電容的物理描述[1]，也給出了相應(yīng)的電路元件和電流路徑。門(mén)-集電容CGC是米勒電容，是由門(mén)極和N-漂移區(qū)之間的耗盡層形成的。在IGBT導(dǎo)通時(shí)，N-漂移區(qū)與門(mén)極氧化物毗鄰的部分處于電荷積累的條件，CGC的值較大；而當(dāng)VCE增大時(shí)，積累條件被削弱，CGC減小。CGE代表門(mén)極和溝道之間門(mén)極氧化物的門(mén)-射電容，它的值通常是恒定的，而且較大。集-射電容CCE是關(guān)斷時(shí)結(jié)J2處的耗盡層電容，它的大小實(shí)際上代表了通態(tài)時(shí)漂移區(qū)內(nèi)儲(chǔ)存的電荷的多少。

1.1 IGBT的關(guān)斷

1.1.1 關(guān)斷第一階段：門(mén)極電壓下降

關(guān)斷過(guò)程從VGG下降（從VG+到VG-）的時(shí)刻開(kāi)始。門(mén)極電流IG從門(mén)極流向門(mén)極驅(qū)動(dòng)電路，門(mén)極電容（CGC+CGE）放電，門(mén)極電壓VGE按指數(shù)規(guī)律下降，達(dá)到平臺(tái)電壓VM，如下式所示[1-2]：

1.1.2 關(guān)斷第二階段：電壓上升

第二階段始于t7時(shí)刻，此時(shí)VGE到達(dá)穩(wěn)定的平臺(tái)值，該值的大小依賴于集電極電流。理想條下，它與開(kāi)通時(shí)門(mén)極電壓平臺(tái)的值相同。門(mén)極電流IG僅流經(jīng)米勒電容CGC，對(duì)其持續(xù)放電，導(dǎo)致集電極電壓VCE逐步上升。如圖3所示，VCE的上升分為兩個(gè)明顯的部分——開(kāi)始的低速率部分和隨后的穩(wěn)定高速率部分。

強(qiáng)烈的米勒效應(yīng)就發(fā)生在這個(gè)階段。米勒電容的特性曲線有明顯的拐點(diǎn)，其值在低集電極電壓的時(shí)候較高，在高集電極電壓的時(shí)候較低。因此，在VCE最初上升的時(shí)候，由于CGC的值較大，dVCE/dt較低。當(dāng)VCE增長(zhǎng)到超過(guò)某個(gè)特定值時(shí)（與器件額定電壓有一點(diǎn)關(guān)系，例如對(duì)于1700V/400A的IGBT來(lái)說(shuō)，該值約為20V），CGC開(kāi)始驟減至小得多的值，導(dǎo)致dVCE/dt快速增加，VCE達(dá)到VDC。

第二階段極為重要，因?yàn)橹挥性谶@個(gè)階段門(mén)極驅(qū)動(dòng)電路才能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)IGBT關(guān)斷電壓的控制。降低門(mén)極電壓可以使MOS溝道變窄，限制進(jìn)入漂移區(qū)的電子。通過(guò)減少發(fā)射極提供的電子并維持恒定的集電極電流，就能夠消除門(mén)極下方積累層和N-漂移區(qū)中存儲(chǔ)的電荷。米勒電容是門(mén)極和N-漂移區(qū)之間耗盡層電容Cdep與氧化物電容Cox的串聯(lián)。起初，積累層放電，耗盡層尚未延伸至這個(gè)區(qū)域，所以Cdep的值較大，CGC的值主要由Cox決定。在t8時(shí)刻附近，當(dāng)積累層消失的時(shí)候，結(jié)J2附近的耗盡層擴(kuò)展，器件電壓迅速升高。于是，Cdep的值大幅度下降，從而CGC的值也大幅度下降。由于通態(tài)時(shí)器件中存儲(chǔ)了大量電荷，耗盡層和電壓增長(zhǎng)的初始過(guò)程是很慢的，但當(dāng)米勒電容和存儲(chǔ)電荷減少時(shí)，這個(gè)過(guò)程迅速加快。于是，第二階段中電壓上升主要受兩方面控制：一是通態(tài)時(shí)IGBT中存儲(chǔ)電荷的多少，一是門(mén)極驅(qū)動(dòng)電路限制MOS溝道的效率。說(shuō)到底，還是MOS溝道的衰減速度決定了消除存儲(chǔ)電荷的速率，從而決定了耗盡層擴(kuò)展和器件電壓上升的速度。

1.1.3 關(guān)斷第三階段：電流下降

一旦IGBT集電極電壓達(dá)到直流側(cè)電壓VDC（時(shí)刻t9），續(xù)流二極管開(kāi)始導(dǎo)通，標(biāo)志著第三階段的開(kāi)始。之前，二極管是反偏截止的。t9時(shí)刻之后，負(fù)載電流全部從IGBT轉(zhuǎn)到二極管，IGBT集電極電流IC下降，下降速率主要由IGBT和二極管內(nèi)部寄生電容決定。dIC/dt在雜散電感LS兩端感生電勢(shì)，并與二極管正向峰值電壓VFM一起，形成了VCE高于VDC的電壓尖峰。

同時(shí)，門(mén)極電壓VGE從平臺(tái)處開(kāi)始下降。當(dāng)降至閾值VGE（th）以下時(shí)，MOS溝道消失，MOS電流IMOS=0。P+阱中的剩余電流為純空穴電流，它通過(guò)拓寬耗盡層來(lái)抽取N-漂移區(qū)中的過(guò)?？昭?，直到IC快速下降至很小的值。

1.1.4 關(guān)斷第四階段：拖尾電流

第四階段的一個(gè)重要特征是，集電極電流緩慢衰減，即拖尾電流。這個(gè)過(guò)程不是通過(guò)拓寬耗盡層來(lái)抽取電荷，而是通過(guò)復(fù)合作用來(lái)消除存儲(chǔ)電荷。這個(gè)拖尾電流與器件的制造工藝有很大的關(guān)系，而且無(wú)法通過(guò)門(mén)極控制來(lái)削弱其影響。拖尾電流IGBT和MOSFET的另一個(gè)重要區(qū)別。

2 IGBT的模型仿真

其中，VDC是直流側(cè)電源，LL和RL是負(fù)載和電阻，DL1和DL2是為負(fù)載電感續(xù)流的二極管，LsLoop和LsDL分別是直流回路和續(xù)流回路的雜散電感，Vg1用于模擬驅(qū)動(dòng)脈沖，DT1是其反并聯(lián)二極管， Lg1是門(mén)極引線電感。T1是IGBT。T1、 DT1的模型均是基于德國(guó)Infineon公司制造的FF800R17KF6C_B2建立的。

利用上述的仿真模型，10μs時(shí)驅(qū)動(dòng)脈沖從15V階躍至-15V。在不采用任何均壓控制措施的條件下，T1的開(kāi)關(guān)過(guò)程如圖5-圖6所示。圖5是集電極電壓和電流波形，圖6是門(mén)極的電壓、電流波形。關(guān)斷電流約為520A，由于存在回路雜散電感，T1在關(guān)斷時(shí)都出現(xiàn)了電壓突波，峰值約為1250V。

3 結(jié)語(yǔ)

本文對(duì)IGBT的關(guān)斷機(jī)理進(jìn)行了詳細(xì)的分析，并建立了IGBT仿真試驗(yàn)?zāi)Ｐ停玫搅薎GBT的VGE、IC、IGE和VGE的波形圖，與理論分析很好的吻合，為進(jìn)一步的IGBT的研究提供理論依據(jù)。

【參考文獻(xiàn)】

[1]趙芬.IGBT 模型仿真研究[D].合肥工業(yè)大學(xué)，2010.

[2]P.R.Palmer， E.Santi， J.L.Hudgins， X.Kang etc.Circuit Simulator Models for the Diode and IGBT with Full Temperture Dependent Features. IEEE Transactions on Power Electronic[J].vol. 18， no. 5， pp. 1220-1229， September 2003.

[3]X.Kang， A.caiafa， E.Santi， J.L.Hudgins， etc..Characterization and Modeling of High-Voltage Field-Stop IGBTs. IEEE Transactions on Industry Applications[J]. vol 39， no.4 ， pp. 922-928， july 2003.

[4]P.Palmer， A.Bryant， J.Hudgins，and E.Santi. Simulation and optimization of diode and IGBT Interaction in a chopper cell using MATLAB and Simulink[J]. in IAS Conf. Rec.， Pittsburgh， October 2002.

[責(zé)任編輯：曹明明]