敬華兵 年曉紅 龔 芬

（1. 中南大學信息科學與工程學院 長沙 410004 2. 南車株洲電力機車研究所 株洲 412001）

1 引言

柔性直流輸電作為智能電網(wǎng)的關(guān)鍵技術(shù)之一，憑借其可實現(xiàn)有功和和無功功率的快速獨立解耦控制，降低諧波含量且無換向失敗問題，廣泛應用于分布式發(fā)電并網(wǎng)、孤島供電、交流系統(tǒng)的異步互聯(lián)、多端直流輸電和城市配電網(wǎng)增容等領(lǐng)域[1-4]。

柔性直流輸電技術(shù)主要有 ABB公司的輕型高壓直流輸電技術(shù)（High Voltage Direct Current Light，HVDC Light）和西門子公司的基于模塊化多電平換流器型的高壓直流輸電技術(shù)（Modular Multilevel Converter-High Voltage Direct Current，MMC-HVDC）[5,6]。其中，HVDC Light的換流變壓器采用集中方式，將 IGBT直接串聯(lián)成三相高壓電壓源型換流器；MMC換流器主電路拓撲的基本單元為子模塊，各相橋臂均通過一定量具有相同結(jié)構(gòu)的子模塊和一個閥電抗器串聯(lián)構(gòu)成，僅通過變化所用子模塊數(shù)量就可靈活改變換流器的輸出電壓及功率等級，具有較小的 du/dt和開關(guān)損耗，產(chǎn)生諧波含量極低，無 IGBT器件串聯(lián)均壓問題，近年來逐漸受到越來越多的關(guān)注[7-10]。

考慮到MMC-HVDC系統(tǒng)含有大量子模塊，一旦發(fā)生故障，將會導致?lián)Q流站跳閘停運等事故。為了避免故障產(chǎn)生的過電流或過電壓造成元件損壞，在設(shè)計過程中應采取嚴格的多級保護措施，這對提高MMC-HVDC系統(tǒng)可靠運行具有重要意義。

由于MMC拓撲出現(xiàn)較晚，目前國內(nèi)外相關(guān)的研究成果仍較少[11,12]。文獻[13]介紹了一種 MMC子模塊故障冗余保護方案，但尚未給出具體實現(xiàn)方法；文獻[14]對子模塊故障特性進行了詳盡分析并提出了合理冗余保護方法，未涉及各故障態(tài)的保護動作時序及改進方法。因此，本文從MMC換流站子模塊工作模式入手，對其發(fā)生橋臂短路故障機理及保護時序進行了分析，詳細分析了VT1故障短路時的保護策略，提出了在原MMC子模塊電路拓撲上增加晶閘管的新型保護策略，并進行了仿真比較驗證。

2 模塊故障機理與參數(shù)計算

2.1 MMC子模塊拓撲及故障機理分析

子模塊工作過程中有以下三種開關(guān)狀態(tài)[15]：

狀態(tài)一：VT1、VT2均閉鎖，稱為閉鎖狀態(tài)；

狀態(tài)二：VT1開通，VT2關(guān)斷，電流可雙向流動，其輸出端總會引出子模塊電容電壓，稱為投入狀態(tài)；

圖1 子模塊拓撲圖Fig.1 Toplogy of power unit

狀態(tài)三：VT1關(guān)斷，VT2開通，此時子模塊輸出電壓為零，稱為切出狀態(tài)。

子模塊拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，包括上下管IGBT（VT1、VT2）、晶閘管（VD3）、旁路開關(guān)（S）、電壓傳感器、均壓電阻（R）、薄膜支撐電容器（C），上層控制系統(tǒng)通過控制 VT1、VT2的開通和關(guān)斷，子模塊輸出UC或0（UC為支撐電容器電壓）。

在MMC-HVDC系統(tǒng)運行中，若子模塊內(nèi)IGBT發(fā)生故障，該子模塊將退出運行。此時可采取如下保護動作：

（1）發(fā)出故障報警信號。

（2）封鎖元件脈沖。

（3）通過閉合 S將故障模塊旁路，投入冗余模塊。

（4）輸入高壓開關(guān)跳閘，系統(tǒng)停止輸出。

當發(fā)生直流側(cè)短路等大電流嚴重故障時，需投入與模塊并聯(lián)的晶閘管 VD3來保護元件?？紤]到MMC-HVDC系統(tǒng)的特殊性，一般采取切除故障模塊，投入冗余模塊的方式維持其持續(xù)運行，通常不采取第（4）項措施。

2.2 故障分步保護動作時間計算

由于橋臂短路故障會產(chǎn)生大電流，應立即斷開換流器的輸入開關(guān)，電壓上升率非常大，電容電流驟升，直流電容電壓從額定值瞬變至 0，電流將通過 VT1～VT2輸出。因大電流產(chǎn)生的極高結(jié)溫可能損壞VT1和VT2，子模塊短路失效。此時由于檢測到大電流，IGBT達到驅(qū)動設(shè)置門檻后的 1～2μs內(nèi)自關(guān)斷。

MMC模塊參數(shù)選取的 IGBT型號為 FZ 1200R33KF2C，即標稱電壓3 300V，電流1 200A，開關(guān)頻率為300Hz。針對現(xiàn)有驅(qū)動參數(shù)，IGBT短路自保護關(guān)斷時間一般可控制在10μs內(nèi)，即t1=10μs。IGBT短路自關(guān)斷波形如圖2所示。

圖2 IGBT短路自關(guān)斷波形Fig.2 IGBT self turn-off waveforms in the case of short-circuit

考慮到晶閘管對短路電流的承受能力遠大于IGBT，且對電流上升率的耐受能力更強，因此在子模塊拓撲中通常有VD3，其主要功能是：在直流側(cè)發(fā)生短路故障后，斷路器斷開前的這段時間內(nèi)進行觸發(fā)導通，以承擔本應流過VD2的過電流。因此，VT3應具備足夠大的熱熔值（I2t）、足夠低的正向壓降（Vf）、較高的重復峰值電壓（VRM）、較快的開通速度且持續(xù)100ms以及失效后短路等要求。本文選擇晶閘管型號為T2001N34TOF，具體核算如下：

（1）該晶閘管的I2t為 8 400× 1 03A2s ，VD2的I2t的 5 00× 1 03A2s ，前者遠遠大大后者，為16.8倍，而實際工程要求一般為20倍左右，基本滿足設(shè)計要求。

（2）晶閘管Vf=V0+Rt×It=1 .35V ，小于二極管的Vf值（為2.8V）。

（3）晶閘管VRM為3 200～3 600V，這也符合設(shè)計要求中的RMdc2VV=× =3 200V。

（4）所選晶閘管導通時間為1.5μs，滿足設(shè)計要求其在故障后 1～2ms內(nèi)必須開通。其短路自關(guān)斷波形如圖3所示。

圖3 晶閘管短路自關(guān)斷波形Fig.3 SCR self turn-off waveforms in the case of short-circuit

為了保證二極管在開關(guān)動作時間內(nèi)不會因流經(jīng)的大電流而損壞，考慮正常工作時二極管損耗及結(jié)溫，并保證在一定時間內(nèi)能將結(jié)溫控制在容許范圍內(nèi)。通過查找器件手冊，采用FOSTER模型計算續(xù)流二極管通態(tài)損耗和關(guān)斷損耗分別如式（1）、式（2）所示[16]。

此時二極管工作時的損耗為 330W，又穩(wěn)態(tài)時的結(jié)殼熱阻為17K/kW，殼散熱阻為18K/kW，計算出結(jié)散溫差為0.33×(17+18)=11.55K。

若正常工作時散熱器基板溫度為50℃，則二極管結(jié)溫約為62℃?？紤]到短路后二極管的結(jié)溫會發(fā)生變化，當結(jié)溫超過二極管極限結(jié)溫時會造成二極管損壞。通過查找元件的相關(guān)資料，二極管瞬態(tài)熱阻曲線如圖4所示，式（3）為熱阻計算公式。

二極管結(jié)殼熱阻可等效為單位電流下 RC回路的充電過程，單位電流下的電壓值即為結(jié)殼熱阻值（由圖4可以得知R與C大小）。二極管的溫升為功耗（P）與熱阻的乘積，若將P等效為電流大小，則二極管的溫升即可等效為電壓值。假設(shè)短路后流經(jīng)二極管的電流為3kA，則P為

將P等效為電流源，采用PSCAD對溫升等效模型進行仿真，所測電壓值即為二極管溫升，如圖5所示。

由圖5可知在20ms左右溫升為50℃，二極管結(jié)溫達112℃（初始溫度為62℃）。根據(jù)元件數(shù)據(jù)手冊上的結(jié)殼熱阻曲線，20ms時的熱阻為4.8K/kW，此時溫升為4.8×10.68=51.26K。而參考數(shù)據(jù)手冊中二極管的結(jié)溫不能超過 125℃，因此短路時間不能超過20ms，故選擇旁路開關(guān)的工作時間應≤15ms。

圖5 等效模型電壓值（溫升）Fig.5 The voltage value of equivalent model（Temperature rising）

3 子模塊故障保護策略及仿真分析

由于脈沖誤發(fā)、過電流、過電壓或機械損壞等可能造成 IGBT和續(xù)流二極管的短路失效故障。本文以VT1短路故障為例，分別對改進前后的子模塊拓撲在故障發(fā)生時采用不同保護策略，并通過仿真對比驗證其正確性和有效性。

3.1 子模塊故障保護策略

（1）子模塊處于狀態(tài)一：報子模塊故障，禁止投入。

（2）子模塊處于狀態(tài)二：當 VT1短路故障發(fā)生在電流大于零的上半周期時，電流通過短路 VT1對電容充電，投入子模塊電壓。當VT1故障發(fā)生在電流小于零的下半周期時，電容通過短路VT1放電。由于在S閉合動作完成前電流仍通過故障VT1，這會造成元件的二次損壞。此時應執(zhí)行如下指令：

1）故障子模塊IGBT脈沖封鎖；

2）直接合S將模塊旁路；

3）系統(tǒng)報故障，子模塊禁止再投入；

4）投入橋臂的冗余子模塊。

由于VD3不能反向?qū)?，在子模塊短路故障時不能起到保護VD1的作用。同時步驟2）需要10ms的反應時間，在原有子模塊拓撲上新增晶閘管VD4和VD5，其中VD4與VT1并聯(lián)，VD5與S并聯(lián)，VD4主要用于保護 VT1不被進一步損壞，VD5則保證在S閉合前的提供電流換向通路，其拓撲結(jié)構(gòu)如圖6所示。由于兩者動作時間均遠小于S的動作時間（在0.5ms以內(nèi)），能快速旁路掉故障子模塊，縮小故障范圍，有效防止故障擴大至系統(tǒng)。考慮到新增晶閘管承受的過電流較大，且一般要求其在故障后 1～2ms內(nèi)必須導通，因此選取 VD4和VD5的型號與VD3相同。

圖6 帶增加晶閘管的VT1短路等效電路Fig.6 Equivalent circuit of VT1short circuit with additional SCR

（3）子模塊處于狀態(tài)三：當 VT1故障發(fā)生在電流大于零的上半周期時，VT1短路與 VT2導通，造成電容兩極短路，電容通過 VT1～VT2回路迅速放電。此時，流經(jīng)VT1、VT2和C上的電流迅速增大，且在幾μs內(nèi)達到額定電流的幾十倍（為28kA，放電時間為1ms左右），這會導致VT1和VT2爆炸。但由于達到驅(qū)動設(shè)置的門檻后 IGBT會自關(guān)斷（即在1～2μs內(nèi)封鎖脈沖），在S動作結(jié)束前電流流經(jīng)VT1對C充電。故障的發(fā)生將會影響同一橋臂或其他橋臂中子模塊電容電壓變化，造成橋臂及直流母線電壓電流波動。若采用改進的子模塊拓撲結(jié)構(gòu)，VD5的導通能起到快速旁路故障子模塊的作用，且能保護VT1不被進一步損壞。

當VT1故障發(fā)生在電流小于零的下半周期，由于VT1的短路使VD2兩端電壓為電容電壓，VD2由導通狀態(tài)轉(zhuǎn)為截止狀態(tài)，此時電容通過短路VT1放電，投入模塊電壓，擴大了故障范圍。當電容電壓降為零時，VT2截止，電流通過VD2繼續(xù)導通，模塊輸出電壓為零。若采用改進的子模塊拓撲，由于晶閘管承受過電流能力強，VD4的導通能阻止C通過 VT1～VD5回路迅速放電，產(chǎn)生較大的浪涌電流而導致VT1爆炸。此時應執(zhí)行如下指令：

1）故障模塊IGBT脈沖封鎖；

2）直接合S的同時合VD4、VD5，子模塊旁路；

3）系統(tǒng)報故障，子模塊禁止再投入；

4）投入橋臂中的冗余子模塊。

同理當VT2發(fā)生短路故障時，若VT1導通，均會造成電容兩極短路，且由于放電通路中的電阻和電感很小，造成兩極很大的放電電流，若不采用相應的保護措施，必將損壞器件。與VT1短路故障不同的是VT2短路故障時，模塊輸出電壓始終為零，相應保護策略與VT1故障時類似。

3.2 仿真比較與分析

本文采用 PSCAD仿真軟件搭建了如圖7所示連接兩端有源交流網(wǎng)絡(luò)的MMC-HVDC電磁暫態(tài)模型進行仿真研究。

圖7 MMC-HVDC系統(tǒng)仿真模型Fig7 Simulation model of MMC-HVDC

兩端MMC單個橋臂子模塊數(shù)均為4個（不計冗余）；額定輸送容量為 1.5MW；額定直流電壓為± 1 .5kV；直流線路等效阻抗L=0.05H，R=0.2Ω；為方便研究，兩側(cè)交流系統(tǒng)對稱，換流變壓器采用YNd接法，線電壓比為 10kV/2.5kV；系統(tǒng)阻抗L=1mH，R=0.01Ω。子模塊電容C=6 000μF，穩(wěn)壓直流電壓為 1.25kV；橋臂電抗取L=4mH。穩(wěn)態(tài)情況下，MMC 1換流站整流，MMC 2換流站逆變。為了保持系統(tǒng)功率平衡，MMC 1側(cè)采用定有功功率和定無功功率控制模式（初始指令分別為 1(pu)（1.5MW）、0pu），MMC 2側(cè)采用定直流電壓和定無功功率控制模式（初始指令分別為 1(pu)（5kV）、0pu）；并采用最近電平逼近的調(diào)制策略（Nearest Level Modulation，NLM）。

3.2.1不加晶閘管時元件故障保護仿真與分析

對于改進前的子模塊電路拓撲，當 1.6s發(fā)生VT1故障短路時，通過采用相應保護策略得到仿真結(jié)果如附圖1～附圖4所示。

在S未閉合之前，電容放電是造成過電流的主要原因，但并非子模塊的每個元件上都出現(xiàn)過電流。二極管和IGBT的導通方向相反，子模塊中的電容器通過 VT1放電，VD1和VT2均不承受過電流。

仿真分析：

（1）當故障發(fā)生時，C通過短路 VT1和外部回路形成放電通路，流過VT1的電流迅速增大（為0.8kA），且在旁路開關(guān) S（1.61s處）閉合時產(chǎn)生電流尖峰（7kA），如附圖1所示，這會導致VT1損壞；而流過VD1和VT2的電流因脈沖封鎖迅速減小到0。

（2）由于S的動作時間過長，且MMC模塊之間存在著串聯(lián)關(guān)系，故障的發(fā)生將會影響同一橋臂中或其他橋臂中模塊電容電壓變化，造成橋臂電壓電流及直流母線電壓產(chǎn)生波動；在直流控制策略下，子模塊直流側(cè)電壓（uup）振蕩且在S閉合后逐漸降為 0。當 1.61s時 S閉合，橋臂電流（ic01）產(chǎn)生瞬間過電流尖峰，分別如附圖3、附圖 4所示。此時應投入橋臂中的冗余子模塊。

結(jié)論：在1.6s發(fā)生VT1短路故障時，該保護策略能有效保護 VT2，但可能會因大電流進一步損壞VT1，電容放電時間長，故障可能擴大使得模塊爆炸，影響其他部件的正常工作。

3.2.2子模塊元件故障新型保護策略仿真分析

針對改進的子模塊電路拓撲結(jié)構(gòu)，當1.6s發(fā)生VT1故障短路時，通過采用新型保護策略得到仿真結(jié)果如附圖5～附圖7所示。

仿真分析：

（1）當在1.6s發(fā)生故障時，晶閘管VD4和VD5導通（在 1.600 5s處），為子模塊C放電提供了通路。VD4承擔了本應流經(jīng) VT1上的大電流（VT1上通過的電流峰值為 0.4kA），在標稱電流 1 200A的IGBT承受范圍內(nèi)，并且在S閉合之前（1.601s處）逐漸衰減到0，如附圖5所示，有效保護了VT1不會被損壞；流經(jīng)VD1和VT2的電流因脈沖封鎖迅速減小至0。

（2）從附圖 6～附圖 7可知，由于晶閘管的合閘時間非?？欤幽K電容電壓值迅速降為 0（在1.601s處）；C通過VD4～VD5回路產(chǎn)生大電流，其峰值達28kA，但在S閉合之前（1.601 5s處）電流衰減為0（已換流）。綜上所述，由于放電回路的改變，器件上的大電流換流至VD4上，而晶閘管對電流上升率和瞬時電流峰值的承受能力遠好于IGBT，起到保護故障元件的作用。另外，在系統(tǒng)直流控制作用下，橋臂電壓電流以及直流側(cè)電壓基本維持恒定。此時系統(tǒng)會報故障，子模塊禁止再投入；投入橋臂中的冗余子模塊，保護時間比未加該晶閘管的情況快得多。

結(jié)論：在1.6s發(fā)生VT1短路故障時，該新型保護策略中的VD4能有效保護VT1不會因較大的放電電流而被損壞，VD5能快速旁路故障子模塊，防止了故障擴大，維持了MMC-HVDC系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)運行。

4 結(jié)論

考慮到MMC-HVDC系統(tǒng)中子模塊數(shù)量較多，為保證其高可靠性，本文提出了在原MMC子模塊電路拓撲上增加晶閘管的新型保護策略，并通過仿真模擬故障情況對保護策略進行了驗證和比較分析。仿真結(jié)果表明該保護策略能保護上管VT1不被損壞，且起到了快速的旁路故障子模塊的作用，有效降低故障模塊剩余部分的電應力，防止該模塊瞬時大電流通過及高電壓擊穿引起模塊明火爆炸的情況發(fā)生，對維持系統(tǒng)直流側(cè)電壓的穩(wěn)定具有較大意義。

考慮到增加晶閘管將使模塊復雜性增加，相比較VD4與VD5的重要性和普遍性，可將VD3、VD5用一個雙向晶閘管代替，彌補了原模塊只能有單方向從晶閘管流動的缺陷，在可能的情況下還可將其取代機械開關(guān)。對于晶閘管VD4，可視情況進行取舍，這樣相對原模塊改造成本較低，具有一定實際工程應用價值。

附 錄

附圖1 VT1和VD1上的電流（IVT1）Fig.1 Current of VT1and VD1

附圖2 VT2和VD2上的電流（IVT2）Fig.2 Current of VT2and VD2

附圖3 子模塊直流側(cè)電容電壓(Uap1)Fig.3 DC voltage of SM

附圖4 子模塊直流側(cè)電容電流(Ic01)Fig.4 DC current of SM

附圖5 VT1和VD1上的電流（IVT1）Fig.5 Current of VT1and VD1

附圖6 子模塊直流側(cè)電容電壓(Uap1)Fig.6 DC voltage of SM

附圖7 子模塊晶閘管上的電流（IVT）Fig.7 Thyristor current of SM

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