劉海朋，郭昌建

(華南師范大學(xué)華南先進(jìn)光電子研究院，廣州510006)

隨著高寬帶業(yè)務(wù)的出現(xiàn)，用戶對于接入帶寬的需求逐漸增加，推動了長距離無源光網(wǎng)絡(luò)(LRPON)的研究與發(fā)展. LR-PON 可以擴(kuò)展接入網(wǎng)的覆蓋范圍，從傳統(tǒng)的20 km 到100 km. LR-PON 結(jié)構(gòu)簡單、架設(shè)與運維成本較低，已被廣泛研究［1－3］. 要實現(xiàn)高速光纖通信，根據(jù)實現(xiàn)方式的不同，可分為相干光通信和直接檢測光通信. 相干光通信采用相干技術(shù)，實現(xiàn)電域與光場間的線性轉(zhuǎn)換，接收靈敏度較高，但系統(tǒng)實現(xiàn)復(fù)雜，對光器件要求更苛刻;而直接探測光通信系統(tǒng)實現(xiàn)簡單、成本較低. 所以在LR-PON中，有效提高強(qiáng)度調(diào)制/直接檢測(IM/DD)光通信的性能是其實際應(yīng)用中需要解決的關(guān)鍵技術(shù)之一.

正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)［4］是一種多載波調(diào)制技術(shù)，憑借其強(qiáng)的抗符號間干擾(Inter-Symbol Interference，ISI)和抗衰落的能力等優(yōu)點，在通信領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用［4－6］. OFDM 信號是多個子載波信號的疊加，如果在某一時刻，多個相位相同或相近的子載波疊加，就可能產(chǎn)生比較大的峰均值功率，因而有較大的峰均值功率比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR). PAPR 較大是OFDM 系統(tǒng)的缺點，它要求功率放大器的線性范圍高，導(dǎo)致功放效率降低. 因此，降低PAPR 對OFDM 系統(tǒng)具有重要意義. 有較多方法降低PAPR［7］，本文采用離散傅里葉變換擴(kuò)展(DFT Spread)技術(shù)［8］實現(xiàn)離散傅里葉變換擴(kuò)展正交頻分復(fù)用(DFT-S-OFDM)IM/DD 光通信實驗系統(tǒng).

在LR-PON 中，由于色散等影響，光纖信道呈現(xiàn)出線性損傷和功率衰落. 接收端需要獲得信道頻率響應(yīng)(Channel Frequency Response，CFR)才能正確解調(diào)，信道估計已成為長距離光通信的必要任務(wù)［5］. 傳統(tǒng)的信道估計大部分需要在發(fā)送數(shù)據(jù)分組前先發(fā)送訓(xùn)練序列或符號中插入導(dǎo)頻以便接收端提取信道狀態(tài)信息［9］;對于時變信道，這些基于已知信息的估計方法需要發(fā)送端定期發(fā)送訓(xùn)練序列來更新信道狀態(tài)，這將導(dǎo)致頻譜效率的降低. 為此，本文首次在IM/DD光通信系統(tǒng)中使用基于隱含導(dǎo)頻(ST)的信道估計和均衡方式［10－11］. 這種信道估計方法由于無需分配特定時隙用于信道估計而具有更高的頻譜效率.

為了增加IM/DD DFT-S-OFDM 的傳輸距離，本文使用了超奈奎斯特鏡像混疊(Super-Nyquist Image Induced Aliasing)技術(shù)［12］來補(bǔ)償色散引起的功率衰落. 所謂的超奈奎斯特鏡像(Super-Nyquist Image)，是指數(shù)模轉(zhuǎn)換器(Digital-to-Analog，DAC)由于零階采樣保持(zero-order hold)效應(yīng)而產(chǎn)生的高于信號帶寬的鏡像信號［13］. 通常，在DAC 輸出端增加1個模擬的抗混疊濾波器來濾除這個超奈奎斯特鏡像. 而本文保留一定的超奈奎斯特鏡像，來補(bǔ)償色散引起的功率衰落，進(jìn)而增加IM/DD DFT-S-OFDM 的傳輸距離.

基于DFT-S-OFDM，設(shè)計并實驗實現(xiàn)一種強(qiáng)度調(diào)制/直接探測光通信實驗系統(tǒng). 通過使用隱含導(dǎo)頻信道估計和超奈奎斯特鏡像混疊技術(shù)，速率為20-Gb/s 的正交相移鍵控(QPSK)DFT-S-OFDM 信號在標(biāo)準(zhǔn)單模光纖中成功傳輸了83.2 km. 同時研究了ST 信道估計的性能. 結(jié)果證明，基于隱含導(dǎo)頻的信道估計與基于前置訓(xùn)練序列的信道估計(Preamble Based Channel Estimation)相比，有著更高的頻譜效率以及相當(dāng)?shù)恼`碼率性能.

1 實驗方法

強(qiáng)度調(diào)制/直接探測DFT-S-OFDM PON 實驗裝置如圖1 所示. 實驗系統(tǒng)分為信號發(fā)射、信號傳輸、信號接收3 部分.

圖1 IM/DD DFT-S-OFDM PON 的實驗裝置Figure 1 Experiment setup of an IM/DD DFT-S-OFDM PON

1.1 信號發(fā)射

在中心局端產(chǎn)生DFT-S-OFDM 信號、疊加ST 序列以及上轉(zhuǎn)換信號. 首先將二進(jìn)制序列映射成QPSK 信號s，串并轉(zhuǎn)換為:

快速傅里葉變換長度為N =1 088，每次傳輸?shù)腛FDM 符號數(shù)M=1 000. DFT-S OFDM 信號的產(chǎn)生過程為:先將經(jīng)過QPSK 映射后的信號進(jìn)行1 次快速傅里葉變換(FFT)，再填充至第3 ～514個子載波中，第1、2、515 ～575個載波填充0，同時，為了使逆快速傅里葉變換(IFFT)后的OFDM 信號為實數(shù)，第3 ～514個載波的復(fù)共軛信號調(diào)制在1 087 ～576 載波上. 然后把恒模、零自相關(guān)的序列p 作為隱含導(dǎo)頻疊加到信號s 上:

其中φ 為隱含導(dǎo)頻的功率. 通過添加循環(huán)前綴、并串轉(zhuǎn)換之后，下載到采樣率為20 Gb/s 的任意信號發(fā)生器(Tektronix AWG 7122C)中，產(chǎn)生DFT-S-OFDM基帶電信號. 電信號經(jīng)過線性放大器(SHF807)放大之后送入1個馬赫－曾德爾光強(qiáng)度調(diào)制器(MZM)，將DFT-S-OFDM 電信號調(diào)制到波長為1 550.12 nm的光載波上，光源是1個分布反饋式激光器(DFBLD).

1.2 信號傳輸

信號傳輸為光纖鏈路，用于光信號的傳輸. 使用的光纖為83.2 km 標(biāo)準(zhǔn)單模光纖(SSMF)，損耗為17 dBm.對于傳送的每幀DFT-S-OFDM 信號，第1個符號是同步信號，后續(xù)的10個符號為性能比較的訓(xùn)練序列信號，之后是1 000個常規(guī)的DFT-S-OFDM 符號和1 000個疊加了訓(xùn)練序列的DFT-S-OSDM 符號.

1.3 信號接收

信號接收端包括直接檢測、光電轉(zhuǎn)換和信號處理等. 通過光纖的光信號到達(dá)接收端，用1個光衰減器(Variable Optical Attenuator，VOA)來改變預(yù)放大接收機(jī)的接收功率. 光纖衰減引起的功率損失由噪聲指數(shù)為4.3 dB 的摻鉺光纖放大器(Erbium Doped Fiber Amplifier，EDFA)來補(bǔ)償. 之后通過0.8 nm 的光帶通濾波器(OBPF)去除帶外噪聲，再由光電探測器(PD)光電轉(zhuǎn)換后，將電信號送入到1 臺4通道、最大采樣率為100 Gb/s、最大帶寬為33 GHz的實時示波器(Tektronix DPO 73304D)中進(jìn)行信號采集和離線DSP 處理. 離線DSP 處理包括降采樣、時鐘同步［14］、信道估計、串并轉(zhuǎn)換、FFT、逆擴(kuò)展、解調(diào)及誤碼檢測等.

2 結(jié)果與討論

首先，對比ST-CE 和TA-CE 在背靠背(B-2-B)和83.2 km 光纖傳輸情況下，信號導(dǎo)頻功率比(SPR=10lg(1/φ))和接收功率(received optical power，ROP)對誤碼率的影響(圖2)，Itr 表示迭代次數(shù).

圖2 是不同SPR 對誤碼率的影響，B-2-B 時接收功率是－19 dBm. 為了對比的公平，不同SPR 的隱含導(dǎo)頻對應(yīng)不同長度的導(dǎo)頻，如SPR =10 dB 時，隱含導(dǎo)頻的功率為0.1，對應(yīng)的導(dǎo)頻的長度為0.1 ×1 000 =100個符號(其中，1 000 是有效信號的符號個數(shù)).圖2 的B-2-B、TA-CE 曲線表明，隨著導(dǎo)頻的長度越來越短，TA-CE 不足以估計出足夠長的CFR，誤碼率逐漸增大. 而ST-CE 隨著SPR 的減小，誤碼率是先減小后增大，這是因為在SPR 較小時，信號功率較小，信噪比較小，性能較差，隨著SPR 的增加，信噪比升高，相應(yīng)的性能得以提升;但是，隨著SPR 越來越大，疊加的訓(xùn)練序列功率越來越小，接收端提取的訓(xùn)練序列也越來越不準(zhǔn)確，估計出的信道誤差也越來越不準(zhǔn)確，所以性能也再次變差. 同時這種隱含導(dǎo)頻信道估計中，信號將作為噪聲源，影響信道估計的準(zhǔn)確性，所以采用迭代反饋的方法來消除信號對信道估計的影響，而且只需要迭代1 次(圖2 中后綴為Itr=1 的曲線)，其性能即可提升.

圖2 信號導(dǎo)頻功率比(SPR)對誤碼率的影響Figure 2 Impact of SPR on the bit error ratio

圖3 是實驗測得的接收光功率對ST-CE 和TACE 兩種信道估計方法誤碼率的影響，實驗條件為B-2-B，SPR=20 dB. ST-CE 和TA-CE 具有相近的誤碼率性能，甚至具有微小的靈敏度優(yōu)勢，即達(dá)到相同的BER，相比著TA-CE，ST-CE 需要較小的接收光功率.

然后對比在83.2 km 情況下，ST-CE 和TA-CE 2 種信道估計方法的SPR(圖2)和ROP(圖3)對誤碼率的影響. 標(biāo)準(zhǔn)單模光纖傳輸83.2 km 后，2 種方法估計出的信道頻率響應(yīng)如圖4A 所示，兩者估計的信道相差很小. 從圖2 可以看出，經(jīng)過83.2 km傳輸后，接收功率控制在－18 dBm，ST-CE 估計性能隨SPR 的增大具有和B-2-B 相似的趨勢，誤碼率都是先減小后增大. 從圖3 看出，83.2 km 傳輸后，SPR 設(shè)定為16 dB，ST-CE 的靈敏度和TA-CE 的靈敏度相當(dāng)，但采用ST-CE 方法節(jié)省了帶寬，提高了頻譜利用率.

圖4 傳輸83.2 km 標(biāo)準(zhǔn)單模光纖后(A)測得信道的頻率響應(yīng)、(B)估計出的信道信噪比及(C)不同接收帶寬的星座圖Figure 4 (A)Measured channel CSI，(B)measured SNR of the received signal，and (C)constellations of received signals with different receiver bandwidth after 83.2 km standard single mode fiber transmission

在83.2 km 傳輸中，使用了超奈奎斯特鏡像混疊技術(shù)［12］，即在發(fā)射端不使用抗混疊濾波器，保留一定的鏡像信號，并在接收端故意引入頻譜混疊來補(bǔ)償色散引起的功率衰落. 圖4B 是傳輸83.2 km標(biāo)準(zhǔn)單模光纖后測得信道的信噪比，接收機(jī)帶寬為14.5 GHz 時測得SNR 與10 GHz 帶寬時相比，在色散引起的功率衰減部分(6.7 GHz 附近)有約5 dB的提升. 兩種接收機(jī)帶寬下，解調(diào)出信號的星座圖如圖4C、D 所示，帶寬分別為10、14.5 GHz. 在使用超奈奎斯特鏡像混疊技術(shù)之后，信號質(zhì)量有明顯提高.

3 結(jié)論

首次通過實驗實現(xiàn)了基于隱含導(dǎo)頻信道估計的IM/DD DFT-S-OFDM PON 系統(tǒng). 通過采用QPSK 調(diào)制、超奈奎斯特鏡像混疊技術(shù)，速率為20 Gb/s 的DFT-S-OFDM 信號在標(biāo)準(zhǔn)單模光纖中成功傳輸了83.2 km. 同時，在OFDM 系統(tǒng)中，對比了隱含導(dǎo)頻信道估計和前置導(dǎo)頻信道估計的性能. 結(jié)果顯示，基于隱含導(dǎo)頻的信道估計與前置導(dǎo)頻信道估計相比，達(dá)到一致的估計性能和靈敏度，同時基于隱含導(dǎo)頻的信道估計節(jié)省了帶寬，提高了頻譜效率.

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