陳章勇許建平吳建雪邱海波

（1.西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 成都 6100312.西南交通大學(xué)磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 成都 610031）

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基于LC吸收電路的耦合電感倍壓?jiǎn)卧呱龎涸鲆鍮oost變換器

陳章勇1,2許建平1,2吳建雪1,2邱海波1,2

（1.西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 成都 610031
2.西南交通大學(xué)磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 成都 610031）

摘要提出一種基于LC吸收單元的耦合電感倍壓?jiǎn)卧咴鲆鍮oost變換器。在Boost變換器中引入耦合電感倍壓?jiǎn)卧?，通過調(diào)節(jié)耦合電感變比，可實(shí)現(xiàn)Boost變換器的高升壓增益特性。同時(shí)，引入LC吸收電路網(wǎng)絡(luò)，回收了漏感能量，抑制了開關(guān)管兩端的電壓尖峰，從而可通過選取低導(dǎo)通電阻、低電壓等級(jí)的MOSFET，以降低變換器成本和開關(guān)管的導(dǎo)通損耗，提高變換器的效率。提出的變換器消除了耦合電感的二次側(cè)漏感與輸出二極管寄生電容帶來的二極管電壓尖峰振蕩問題，從而減小了二極管的電壓應(yīng)力，進(jìn)一步改善了變換器的效率。此外，采用LC吸收電路的高增益變換器具有輸入電流連續(xù)、易實(shí)現(xiàn)高升壓增益特性的優(yōu)點(diǎn)，適用于新能源發(fā)電領(lǐng)域。詳細(xì)分析了該變換器的工作原理及工作特性，給出了關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計(jì)原則。最后，通過實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

關(guān)鍵詞：LC吸收電路 高增益 耦合電感倍壓?jiǎn)卧?輸入電流連續(xù) 新能源

國(guó)家自然科學(xué)基金（51177140），中央高校基本科研業(yè)務(wù)費(fèi)專項(xiàng)資金（2682013ZT20）和2014年西南交通大學(xué)博士創(chuàng)新基金資助項(xiàng)目。

0 引言

高升壓增益變換器廣泛應(yīng)用于不間斷電源系統(tǒng)、光伏、燃料電池等新能源系統(tǒng)等工業(yè)領(lǐng)域[1,2]。受電路寄生參數(shù)的限制，傳統(tǒng)Boost變換器升壓增益受限，為了獲得高升壓增益，Boost變換器需要工作于極限占空比，導(dǎo)致開關(guān)管和二極管損耗增大，變換器效率較低?；陔妷号e升單元[3]、開關(guān)電容單元[4-7]、耦合電感或隔離變壓器[8-26]的高升壓增益變換器已得到廣泛研究。然而，升壓增益越高，需要采用的級(jí)聯(lián)單元或開關(guān)電容單元越多，增加了變換器的成本和電路復(fù)雜度。基于耦合電感的變換器拓?fù)?，通過調(diào)節(jié)耦合電感變比實(shí)現(xiàn)變換器的高升壓增益，越來越受到關(guān)注。然而，耦合電感中漏感的存在，在開關(guān)管兩端產(chǎn)生了嚴(yán)重的電壓尖峰，增加了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，而且電磁干擾嚴(yán)重。

采用無源無損吸收電路[8-10]和有源鉗位電路[11,12]可有效解決耦合電感變換器中開關(guān)管電壓尖峰的難題，但卻導(dǎo)致變換器的輸入電流斷續(xù)，增加了變換器輸入濾波器的設(shè)計(jì)難度。文獻(xiàn)[13,14]提出的Boost-Flyback變換器，采用Boost單元電路為漏感提供流通路徑，漏感能量得到有效利用，變換器效率得到提升，但輸入電流仍是斷續(xù)的。采用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)[16]可減小輸入電流紋波，同時(shí)為了實(shí)現(xiàn)高升壓增益特性，文獻(xiàn)[18-22]提出了具有固有變壓器單元電路（Built-In Transformer Cell，BITC）的高增益變換器，將電流饋入型隔離變換器中的隔離變壓器轉(zhuǎn)換為自耦變壓器[17]，同時(shí)保持了輸入電流連續(xù)的優(yōu)點(diǎn)，但為了解決開關(guān)管電壓尖峰問題，需要額外增加吸收電路，增加了電路復(fù)雜度。級(jí)聯(lián)型高增益變換器[3]存在兩種電感，在后級(jí)變換器中采用耦合電感技術(shù)[23,24]，擴(kuò)展了變換器的升壓增益特性，同時(shí)也保持了傳統(tǒng)Boost變換器的輸入電流連續(xù)性，但變換器級(jí)聯(lián)導(dǎo)致效率較低。文獻(xiàn)[25,26]提出了Boost變換器集成隔離變換器的解決方案，在獲得連續(xù)輸入電流的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了變換器的高增益特性，但仍需處理輸出端電容均壓的問題。

基于以上研究，本文提出了一種基于無源無損LC吸收電路[27,29]的耦合電感倍壓?jiǎn)卧呱龎涸鲆孀儞Q器。采用耦合電感倍壓技術(shù)，擴(kuò)展了變換器的升壓增益，同時(shí)，消除了輸出二極管兩端的電壓尖峰振蕩，減小了二極管的電壓應(yīng)力。為了解決漏感帶來的開關(guān)管電壓尖峰，采用無源無損LC吸收電路回收漏感能量，抑制了開關(guān)管兩端的電壓尖峰，繼而可通過選取低電壓應(yīng)力、低導(dǎo)通電阻的MOSFET以減小導(dǎo)通損耗，從而提升了變換器的效率。此外，采用LC吸收電路的高增益變換器保持了輸入電流的連續(xù)性，適合于新能源發(fā)電應(yīng)用場(chǎng)合。文中分析了該變換器的工作原理以及工作特性，并且通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 工作原理分析

1.1 電路拓?fù)?/p>

圖1a為基于LC吸收電路的耦合電感倍壓?jiǎn)卧呱龎涸鲆鍮oost變換器，其等效電路如圖1b所示。其中，耦合電感由漏感Ls、電感Lm、電壓比為np∶ns的理想變壓器構(gòu)成，Ls＜＜Lm,np∶ns＝1∶n。電感L、電容C1和二極管VD11、VD12組成無源無損吸收電路，在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，吸收漏感能量，抑制開關(guān)管的電壓尖峰。二極管VD1、電容C2和耦合電感L1、L2組成耦合電感倍壓?jiǎn)卧娐?，在提升變換器增益的同時(shí)，減小了開關(guān)管S1和二極管VDo兩端的電壓應(yīng)力。VDo為輸出二極管，Co為輸出濾波電容，Ro為等效負(fù)載電阻。為簡(jiǎn)化分析，假設(shè)：①除反并聯(lián)二極管與寄生電容外，開關(guān)管S1、二極管VD1、VDo為理想器件；②電容C2、Co兩端的電壓保持恒定。

圖1　基于LC吸收電路的耦合電感倍壓?jiǎn)卧咴鲆孀儞Q器Fig.1 High voltage gain converter with coupled-inductor voltage-doubler cell and LC snubber circuit

1.2 工作模態(tài)分析

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，圖1所示變換器存在如圖2所示的五種工作模態(tài)，變換器的主要工作波形如圖3所示。在開關(guān)周期開始時(shí)刻，勵(lì)磁電感電流iLm＞0，輸出二極管VDo提供續(xù)流支路。

圖2　變換器工作模態(tài)及等效電路Fig.2 Operation modes of the proposed converter

圖3　變換器的主要工作波形Fig.3 Typical waveforms of the proposed converter

模態(tài)1[t0～t1]：t0時(shí)刻，開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖到來，開關(guān)管S1導(dǎo)通，二極管VDo關(guān)斷。同時(shí)，變壓器二次繞組被電容C2鉗位，二極管VD1導(dǎo)通，電容C2充電。變壓器漏感Ls遠(yuǎn)小于勵(lì)磁電感Lm，勵(lì)磁電感電流iLm線性上升

吸收回路二極管VD12導(dǎo)通，電感L與電容C1發(fā)生諧振，諧振電流iD12和電容電壓vC1可表示為

式中，Zn為特征阻抗；ω為電感L與電容C1的諧振角頻率，； iS1為開關(guān)管電流是勵(lì)磁電感電流與諧振電流之和。當(dāng)電容C1的電壓諧振下降到-Vin時(shí)，二極管VD11承受正壓而導(dǎo)通，工作模態(tài)1結(jié)束。此模態(tài)的工作時(shí)間為

模態(tài)2[t1～t2]：t1時(shí)刻，開關(guān)管S1、二極管VD1繼續(xù)導(dǎo)通，勵(lì)磁電感電流iLm繼續(xù)線性上升。同時(shí)，電容電壓VC1鉗位于負(fù)輸入電壓，二極管VD11導(dǎo)通。此時(shí)，電感L兩端電壓等于輸入電壓Vin，流過電感L的電流即二極管電流iD12線性下降

由于電感L較小，二極管電流iD12迅速下降到零，當(dāng)電流iD12下降到零時(shí)，此工作模態(tài)結(jié)束。此模態(tài)工作時(shí)間為

模態(tài)3[t2～t3]：t2時(shí)刻，流過二極管VD12的電流iD12下降到零，二極管VD12實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，諧振階段結(jié)束。同時(shí)，開關(guān)管S1、二極管VD1繼續(xù)導(dǎo)通，勵(lì)磁電感電流iLm繼續(xù)線性上升。此模態(tài)工作時(shí)間

式中，D為開關(guān)管的導(dǎo)通占空比；Ts為開關(guān)周期。

模態(tài)4[t3～t4]：t3時(shí)刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，耦合電感一次側(cè)漏感Ls與吸收電容C1發(fā)生諧振，漏感電流諧振下降，電容C1兩端電壓諧振上升，可表示為

式中，Z1為特征阻抗，；ω1為漏感Ls與電容C1的諧振角頻率，；ILm為勵(lì)磁電感電流的周期平均值。當(dāng)輸出二極管VDo兩端電壓下降到零時(shí)，二極管VDo導(dǎo)通，此工作模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)5[t4～t5]：t4時(shí)刻，開關(guān)管S1的寄生電容充電完畢，二極管VD1的電流iD1下降到零。此時(shí)，勵(lì)磁電感電流iLm通過輸出二極管VDo向負(fù)載放電，輸出電容Co充電。電感電流iLm線性下降，可表示為

輸出二極管VDo續(xù)流，直到下一個(gè)開關(guān)周期驅(qū)動(dòng)脈沖的到來，開始下一個(gè)開關(guān)周期。

2 工作特性分析

2.1 電壓增益特性

由工作模態(tài)分析可知，開關(guān)管寄生電容充放電時(shí)間較短，在進(jìn)行穩(wěn)態(tài)分析時(shí)可以忽略其影響。由圖3的關(guān)鍵工作波形和工作模態(tài)分析可知，考慮變壓器漏感，開關(guān)管S1導(dǎo)通階段，電容C2兩端的電壓為

式中，k＝Ls/Lm。

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，勵(lì)磁電感Lm滿足伏秒平衡，可得

聯(lián)立式（11）、式（12）解得

由此可得，變換器的增益為

圖4給出了不同變壓器電壓比n＝2,3,5、參數(shù)k變化時(shí)，變換器增益M隨開關(guān)管占空比D的變化曲線。由圖4可知，隨占空比D和耦合電感電壓比n的增大，變換器增益增大。通過調(diào)節(jié)耦合電感變比，避免了傳統(tǒng)Boost變換器中極限占空比的出現(xiàn)，從而提高了變換器的效率。

圖4　變換器的增益曲線Fig.4 Gain of the proposed converter

2.2 元器件的應(yīng)力分析

由工作模態(tài)分析可知，開關(guān)管S1關(guān)斷后，開關(guān)管兩端電壓、變壓器一次電壓、電容電壓VC2和輸出電壓形成電壓回路，由基爾霍夫電壓定律可得

式中，VS1,off為開關(guān)管關(guān)斷期間兩端電壓；Vns,off為開關(guān)管關(guān)斷期間變壓器二次電壓。考慮在開關(guān)管關(guān)斷瞬間，漏感Ls與電容C1發(fā)生諧振，開關(guān)管兩端電壓最大值為VS1,max，即開關(guān)管的電壓應(yīng)力可表示為

式中，VC1,max為電容電壓最大值，VC1,max具體表達(dá)式在后面的分析中給出。

同時(shí)，二極管VD1、VDo的電壓應(yīng)力分別為

由式（15）～式（18）可知，開關(guān)管S1的電壓應(yīng)力與耦合電感電壓比n無關(guān)，由占空比D決定。采用耦合電感技術(shù)，本文提出的變換器避免了極限占空比的出現(xiàn)，從而選取低占空比降低了開關(guān)管S1兩端電壓應(yīng)力。同時(shí)，二極管VDo的電壓鉗位在輸出電壓Vo、二極管VD1的電壓應(yīng)力與耦合電感電壓比有關(guān)，但始終小于輸出電壓Vo。然而，傳統(tǒng)Boost變換器元器件的電壓應(yīng)力鉗位在輸出電壓，高輸出電壓導(dǎo)致開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力較高，增加了變換器的成本。因此，本文研究的電路可通過選取低電壓等級(jí)低導(dǎo)通電阻的MOSFET以減小開關(guān)管的導(dǎo)通損耗，通過選取低電壓等級(jí)的輸出二極管VDo以減小反向恢復(fù)損耗，在進(jìn)一步提高變換器效率的同時(shí)，也降低了成本。

2.3 吸收電容C1和電感L的設(shè)計(jì)考慮

對(duì)變換器的工作模態(tài)1分析可知，吸收電容C1與電感L組成的特征阻抗Zn減小，諧振電路網(wǎng)絡(luò)的峰值電流增加，電流iD12增加，導(dǎo)致開關(guān)管S1的電流應(yīng)力增大，導(dǎo)通損耗增加，在一定程度上削弱了變換器的效率。因此，為了不增加開關(guān)管的電流應(yīng)力，吸收電容C1與電感L諧振電路交換的能量應(yīng)小于開關(guān)管峰值電流所提供的能量。而且，在開關(guān)管S1導(dǎo)通階段，需要完成吸收電容C1與電感L的諧振過程，由此可得到吸收電感L應(yīng)滿足的范圍

式中，VC1,max為電容電壓最大值，且vC1（t0）＝ VC1,max；Ton,min為最小導(dǎo)通時(shí)間。

在開關(guān)管S1關(guān)斷后，開關(guān)管S1寄生電容充電，漏感能量向吸收電容C1傳遞，當(dāng)漏感電流iLs下降到與耦合電感二次電流is相等時(shí)，電容C1的電壓充電到最大值，忽略勵(lì)磁電感電流紋波，由前面工作模態(tài)的分析可知，漏感電流iLs與耦合電感二次電流is滿足iLs（t4）＝is（t4）＝ILm/（n＋1）。由能量關(guān)系可知，漏感能量一部分傳遞到吸收電容C1，對(duì)電容C1充電，另一部分對(duì)開關(guān)管寄生電容充電，然而，由于開關(guān)管寄生電容相對(duì)于電容C1很小，為了簡(jiǎn)化分析，忽略其影響。因此，電容電壓最大值可表示為

式中，流過輸出二極管VDo電流的周期平均值等于輸出電流

由此可知，勵(lì)磁電感電流平均值可表示為

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖5　實(shí)驗(yàn)平臺(tái)裝置Fig.5 The laboratory experiment prototype

3.1 設(shè)計(jì)實(shí)例

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，搭建基于LC吸收電路的耦合電感倍壓?jiǎn)卧呱龎涸鲆孀儞Q器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，實(shí)驗(yàn)裝置如圖5所示。變換器的關(guān)鍵參數(shù)如下：輸出功率Po＝100W，輸入電壓Vin＝25V，輸出電壓Vo＝200V，儲(chǔ)能電容C2＝2.2μF，輸出濾波電容Co＝220μF，開關(guān)頻率fs＝100kHz。

由變換器參數(shù)可知，變換器需要實(shí)現(xiàn)的升壓比為Vo/Vin＝200/25＝8。既滿足變換器高升壓增益特性的需求，又將二極管電壓應(yīng)力在允許范圍內(nèi)，選取變壓器電壓比n＝3，根據(jù)式（14）計(jì)算出所需的占空比D＝0.5，耦合電感選取TDK公司的ETD34磁心，一、二次側(cè)匝比為14T∶42T，一次側(cè)勵(lì)磁電感Lm＝40μH，漏感Ls＝1.5μH。由此可以計(jì)算儲(chǔ)能電容C2兩端電壓為VC2＝Vinn/（1＋k）＝73.2V，開關(guān)管S1的關(guān)斷電壓理論計(jì)算值為49.4V，二極管VD1的電壓應(yīng)力為146.4V，二極管VD0的電壓應(yīng)力為200V?？紤]一定裕量，選取開關(guān)管S1型號(hào)STP19NF20（VDSS＝200V，RDS（on）＝ 0.16Ω），二極管VD1和VDo的型號(hào)為MUR860CT。由2.3節(jié)分析，可選取吸收電容C1＝33nF，由式（20）和式（22）可計(jì)算出吸收電容C1的峰值電壓為26V。實(shí)驗(yàn)中選取滿足式（18）條件的電感L＝ 23μH，磁心77930A7，匝數(shù)15T，吸收二極管VD11、VD12選取型號(hào)HER207。

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖6～圖9為滿載工作時(shí)，基于LC吸收電路的耦合電感倍壓?jiǎn)卧咴鲆孀儞Q器的實(shí)驗(yàn)波形。圖6a和圖6b分別為不采用吸收電路和采用文獻(xiàn)[8]提出的吸收電路時(shí)開關(guān)管兩端的電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形，圖6c為采取LC吸收電路后開關(guān)管S1兩端電壓和流過開關(guān)管電流的波形。由此可知，采用LC吸收電路后，開關(guān)管兩端的電壓尖峰得到抑制，開關(guān)管的電壓應(yīng)力降低。圖7所示為流過輸出二極管VDo的電流波形及兩端電壓波形，由圖7可知，采用倍壓?jiǎn)卧娐泛?，消除了二次?cè)漏感與二極管VDo的寄生電容產(chǎn)生的振蕩現(xiàn)象，繼而減小了二極管的電壓應(yīng)力。圖8為輸入電流iin、吸收支路電容電壓vC1與二極管電流iD12實(shí)驗(yàn)波形，由圖8可知，輸入電流iin保持連續(xù)，主要原因是由于開關(guān)管S1關(guān)斷后，漏感電流通過輸出二極管VDo提供流通路徑，驗(yàn)證了理論分析的正確性。同樣，由圖8可知，電容電壓最大值的實(shí)驗(yàn)測(cè)試數(shù)據(jù)為25V，與理論計(jì)算數(shù)據(jù)基本保持一致，誤差造成的主要原因是開關(guān)管和二極管寄生參數(shù)影響。中間電容電壓VC2和輸出電壓Vo的實(shí)驗(yàn)波形如圖9所示，測(cè)得輸出電壓和中間儲(chǔ)能電容電壓分別為Vo＝200V、VC2＝75V，與理論計(jì)算值基本保持一致。

圖6　不同吸收電路情況下開關(guān)管S1電壓、電流波形Fig.6 Voltage and current waveforms of switch S1under different snubber circuits

圖7　二極管VDo兩端電壓及電流波形Fig.7 Voltage and current waveforms of diode VDo

圖8　吸收電路的電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Voltage and current waveforms of passive lossless snubber

圖9　輸出電壓與鉗位電容電壓波形Fig.9 Output voltage and clamped capacitor voltage waveforms

圖10為基于LC吸收電路的耦合電感倍壓?jiǎn)卧咴鲆嫔龎鹤儞Q器的效率測(cè)試曲線，由圖10可知，變換器的最高效率可達(dá)到96%，在滿載Po＝100W時(shí)，變換器的效率為95.5%。變換器效率較高的主要原因在于采用LC吸收電路后，開關(guān)管S1兩端的電壓尖峰得到抑制，繼而可采取低電壓等級(jí)的MOSFET以減小導(dǎo)通損耗，提高變換器的效率。同時(shí)漏感能量得到有效利用，進(jìn)一步改善了變換器的效率。此外，本文提出的變換器拓?fù)漭斎腚娏鬟B續(xù)，減小了輸入濾波器的設(shè)計(jì)難度，降低了變換器的體積和成本。

圖10　效率曲線Fig.10 Efficiency of experiment results

4 結(jié)論

本文提出了一種基于LC吸收電路的耦合電感倍壓?jiǎn)卧咴鲆孀儞Q器，詳細(xì)分析了變換器的工作原理及工作特性，搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)驗(yàn)證了理論分析的正確性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用耦合電感倍壓?jiǎn)卧螅ㄟ^合理設(shè)計(jì)耦合電感電壓比，實(shí)現(xiàn)了變換器的高增益特性。而且，采用LC吸收電路后，開關(guān)管兩端的單元尖峰得到抑制，漏感能量得到有效利用。采用倍壓?jiǎn)卧溯敵龆O管寄生電容與二次側(cè)漏感的寄生振蕩現(xiàn)象，從而降低了輸出二極管的電壓應(yīng)力，減小了反向恢復(fù)損耗。此外，本文提出的變換器具有輸入電流連續(xù)的特性，簡(jiǎn)化了輸入濾波器的設(shè)計(jì)?；谝陨蟽?yōu)點(diǎn)，該變換器非常適合于光伏、燃料電池等新能源應(yīng)用場(chǎng)合。

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陳章勇 男，1988年生，博士研究生，研究方向?yàn)楦哳l隔離DC-DC變換器的軟開關(guān)技術(shù)，無橋功率因數(shù)校正技術(shù)，高增益DC-DC變換器拓?fù)涞取?/p>

E-mail:zhong-yong-ch@126.com（通信作者）

許建平 男，1963年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殚_關(guān)變換器的控制方法，低電壓大電流電路拓?fù)浼翱刂撇呗匝芯浚娫垂芾砑夹g(shù)，功率因數(shù)校正技術(shù)等。

E-mail:jpxu-swjtu@163.com

High Voltage Gain Boost Converter Based on Coupled-Inductor Voltage-Doubler Cell and LC Snubber Circuit

Chen Zhangyong1,2Xu Jianping1,2Wu Jianxue1,2Qiu Haibo1,2
（1.School of Electrical Engineering Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China 2.The Ministry of Education Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China）

AbstractA high voltage gain converter with coupled-inductor voltage-doubler cell and non-dissipated LC snubber circuit is presented in this paper.A coupled-inductor voltage-doubler cell is utilized to achieve high step-up voltage gain of boost converter.Meanwhile,non-dissipated LC snubber circuit is used to recycle leakage inductance energy and suppress voltage spike stress of the power switch.Therefore,a MOSFET that has low switch-on resistance and low voltage level can be employed,to reduce the conduction loss and improve cost and efficiency of converter.Furthermore,the voltage-double cell can eliminate the voltage oscillation of the output diode,so reduce the voltage stress of output diode.In addition,the proposed converter with LC snubber circuit has continuous input current and high boost ratio.Therefore,it is suitable for fuel cell or photovoltaic application.Steady state analysis and the operating characteristics of the converter are discussed in detail.Finally,experimental results verify the proposed converter.

Keywords：LC snubber circuit,high voltage gain,coupled-inductor voltage-doubler cell,continuous input current,renewable energy resource

作者簡(jiǎn)介

收稿日期2014-01-03 改稿日期 2014-05-19

中圖分類號(hào)：TM46；TM131