王曉洪，謝永鋒，吳　仡

(成都天奧信息科技有限公司，四川 成都 610036)

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應(yīng)用于衛(wèi)星通信的OQPSK的載波相位估計(jì)和解調(diào)方法*

王曉洪，謝永鋒，吳仡

(成都天奧信息科技有限公司，四川 成都 610036)

摘要：提出一種應(yīng)用于海事衛(wèi)星電話的載波相位估計(jì)和OQPSK的數(shù)字解調(diào)方法。載波相位估計(jì)的理論推導(dǎo)來(lái)自信道估計(jì)理論。解調(diào)方法是相位估計(jì)與最佳采樣判決進(jìn)行聯(lián)合估計(jì)。此方法特別適合于衛(wèi)星突發(fā)信號(hào)傳輸，能快速估計(jì)出相位。在低信噪比下的解調(diào)性能滿足衛(wèi)星實(shí)時(shí)通信。通過(guò)仿真分析了其性能，對(duì)存在有載波頻率誤差在200 Hz以內(nèi)的接收信號(hào)都有較好的性能。最后在工程應(yīng)用中再次驗(yàn)證了其性能滿足衛(wèi)星實(shí)時(shí)通信。

關(guān)鍵詞：相位估計(jì)；OQPSK；數(shù)字解調(diào)；信道估計(jì)

0引言

在衛(wèi)星通信中對(duì)于數(shù)字信號(hào)傳輸，數(shù)字解調(diào)技術(shù)有著絕對(duì)重要性。為了滿足衛(wèi)星信道帶寬的有限性，限帶調(diào)制技術(shù)被充分利用，如MPSK和MQAM。其中偏移四相相移鍵(OQPSK)[1]調(diào)制方式在衛(wèi)星通信中得到了廣泛的應(yīng)用。OQPSK與傳統(tǒng)QPSK調(diào)制的信號(hào)機(jī)制是相似的，區(qū)別在于OQPSK調(diào)制的信息比特在它的正交支路與同相支路上偏移了半個(gè)符號(hào)周期T/2s(即一個(gè)比特間隔)。這樣使得包絡(luò)變化相對(duì)于QPSK來(lái)說(shuō)減小3db。在無(wú)限通信系統(tǒng)中，限帶包絡(luò)變化對(duì)于控制鄰近信道干擾是很重要的。

簡(jiǎn)單來(lái)說(shuō)，OQPSK和QPSK接收機(jī)有相同的機(jī)制，區(qū)別在于在同相支路上數(shù)據(jù)流被延遲了T/2s。然而對(duì)于同步機(jī)制來(lái)說(shuō)有明顯的不同，這使得做OQPSK解調(diào)器[2]要相對(duì)變難。主要原因是載波相位對(duì)同步算法很敏感，對(duì)于某些相位誤差來(lái)說(shuō)會(huì)有很差的性能。然而對(duì)于QPSK來(lái)說(shuō)載波相位對(duì)同步[3]算法是不敏感的，對(duì)于各個(gè)相位它都有很好的性能。在OQPSK接收機(jī)中，載波相位敏感會(huì)導(dǎo)致捕獲時(shí)間變長(zhǎng)。長(zhǎng)時(shí)間的捕獲在連續(xù)信號(hào)下是可以忍受的，但是在突發(fā)模式的衛(wèi)星通信中是不能忍受。

本文研究了利用信道估計(jì)的算法來(lái)進(jìn)行OQPSK載波相位估計(jì)以及它的解調(diào)方法。此載波相位估計(jì)方法對(duì)同步算法不敏感，解調(diào)性能都能滿足實(shí)際需要。本文提出的載波相位估計(jì)方法具有時(shí)間快，相位估計(jì)誤差小，解調(diào)方法誤碼率小，能在低信噪比下滿足衛(wèi)星通信的靈敏度要求。

1衛(wèi)星通信信號(hào)調(diào)制方式

衛(wèi)星通信系統(tǒng)中接收機(jī)接收到的信號(hào)是OQPSK調(diào)制的信號(hào)。r(t)表示接收到的基帶信號(hào)，數(shù)學(xué)表達(dá)式如下：

r(t)=s(t)+w(t)

(1)

其中，

(2)

w(t)為表示加性高斯白噪聲,其雙邊帶功率譜密度為N0 /2,ai，bi是正交支路和同相支路的基帶符號(hào)，ft是載波頻率，θ是載波相位，T是符號(hào)間隔，g(t)是根升余弦濾波器。從式(2)可以看出對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)需要進(jìn)行載波相位[4]和頻偏估計(jì)。

2載波相位估計(jì)

2.1信道估計(jì)

(3)

其中：

(4)

(5)

(6)

H=RXX-1RXY

(7)

時(shí)δ有最小值，其中：

RXX-1是訓(xùn)練序列的自相關(guān)函數(shù)的逆，RXY是訓(xùn)練序列與接收信號(hào)序列的互相關(guān)函數(shù)。在衛(wèi)星系統(tǒng)中，訓(xùn)練序列具有良好的自相關(guān)特性和互相關(guān)特性，當(dāng)信道彌散長(zhǎng)度l≤6時(shí)，RXX是一個(gè)單位陣。因此它的信道估計(jì)值就是利用接收到的信號(hào)和本地訓(xùn)練序列作相關(guān)來(lái)得到的。

2.2載波相位估計(jì)方法

根據(jù)海事衛(wèi)星通信GMR_2的協(xié)議，并且假設(shè)在載波相位估計(jì)之前已經(jīng)完成了頻偏估計(jì)，將頻偏誤差控制在±200 Hz以內(nèi)，那么去載波頻偏后接收到信號(hào)sig_rev的同相支路和正交支路的信號(hào)分別表示如下：

real=Icosθ-Qsinθ

(8)

imag=-Isinθ-Qcosθ

(9)

其中：

(10)

(11)

則：

sig_rev=complex(real,imag)

(12)

本地訓(xùn)練序列的信號(hào)表示為：

sig_trn=complex(I′,Q′)

(13)

按照信道估計(jì)的方法，將接收到的信號(hào)和本地訓(xùn)練序列作相關(guān)，即：

sig_rev?sig_trn=complex(real,imag)?

complex(I′,Q′)=

((Icosθ-Qsinθ)+

(-Isinθ-Qcosθ)j)*(I′+Q′j)=

II′cosθ-I′Qsinθ+

(-II′sinθ-I′Qcosθ)j+

IQ′sinθ+QQ′cosθ+

(IQ′cosθ-QQ′sinθ)j

(14)

當(dāng)本地訓(xùn)練序列與接收到的信號(hào)的訓(xùn)練序列完全對(duì)齊，即出現(xiàn)最大相關(guān)峰值時(shí)，將式(14)合并同類(lèi)項(xiàng)后有:sig_rev?sig_trn=(I2+Q2)cosθ-((I2+Q2)sinθ)j

(15)

從式(15)可知，最大相關(guān)峰值的幅角與載波相位值差一個(gè)負(fù)號(hào)。式(2)展開(kāi)化簡(jiǎn)得:

real_yuanshi=Icosθ-Qsinθ

(16)

imag_yuanshi=Isinθ+Qcosθ

(17)

從式(8)、(9)和式(16)、(17)的比較可得接收到的正交支路的信號(hào)是被反號(hào)了的，因此最大相關(guān)峰值的幅角就是發(fā)送端的載波相位值。

2.3載波相位補(bǔ)償

通常載波相位補(bǔ)償需要將載波相位的估計(jì)值的正弦和余弦值計(jì)算出來(lái)，這樣使得在實(shí)際應(yīng)用中增加了計(jì)算的復(fù)雜度，尤其是對(duì)于在硬件FPGA處理中，一般來(lái)說(shuō)就采取查表方法是最簡(jiǎn)單的，但是這樣會(huì)增加RAM資源的存儲(chǔ)，而且在程序?qū)崿F(xiàn)上也增加了復(fù)雜度。但是根據(jù)本文提出的載波相位估計(jì)方法，只需要對(duì)相關(guān)峰的最大值進(jìn)行共軛的轉(zhuǎn)置，即：

phase_tr=(I2+Q2)cosθ+((I2+Q2)sinθ)j

(18)

將值phase_tr與接收進(jìn)來(lái)的信號(hào)進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法，就可以完成對(duì)接收信號(hào)去載波相位。

3解調(diào)方法

3.1采樣初始判決

根據(jù)海事衛(wèi)星通信GMR_2的協(xié)議，在初始同步的時(shí)候會(huì)發(fā)送用作較頻和初始同步的突發(fā)包，假設(shè)利用此突發(fā)包將信號(hào)的頻率進(jìn)行了校正，校正后的頻率誤差控制在±100 Hz以內(nèi)，并且同步誤差控制在一個(gè)碼元周期以內(nèi)。假設(shè)一個(gè)碼元周期內(nèi)有24個(gè)采樣點(diǎn)，那么求相關(guān)峰極值的時(shí)候，在一個(gè)碼元周期內(nèi)只采樣6個(gè)點(diǎn)。只需要計(jì)算這五個(gè)初始采樣點(diǎn)的相關(guān)結(jié)果，選取最大的相關(guān)值的采樣時(shí)刻作為采樣初始判決點(diǎn)。

3.2解調(diào)

由采樣初時(shí)判決法可知位同步誤差控制在8個(gè)采樣點(diǎn)內(nèi)。將去載波相位后的接收信號(hào)再進(jìn)行位同步細(xì)調(diào)，采用位同步算法中的同相正交積分型數(shù)字鎖相法。根據(jù)自身的特點(diǎn)對(duì)此位同步算法進(jìn)行了簡(jiǎn)化。

根據(jù)初始采樣判決點(diǎn)的時(shí)刻設(shè)置同相積分的時(shí)刻，因此正交積分的時(shí)刻為此采樣點(diǎn)延遲半個(gè)碼元的時(shí)刻，并且將每個(gè)采樣點(diǎn)的值進(jìn)行硬判決后再進(jìn)行同相和正交積分，這樣做的好處是可以避免由于干擾或噪聲引起的某些采樣點(diǎn)值過(guò)而導(dǎo)致積分結(jié)果誤差大。圖1和圖2中a為原始波形，b為同相正交積分，c和d為同相正交積分結(jié)果，e為波形c的數(shù)據(jù)發(fā)生變化時(shí)產(chǎn)生的脈沖波形，f為波形c和d異或形成的波形。從圖1和圖2可以看出當(dāng)位同步超前時(shí)，波形e的高電平落入波形f的高電平區(qū)域，當(dāng)位同步滯后時(shí)，波形e的高電平落入波形f的低電平區(qū)域。本文就是通過(guò)此原理得到最終采樣判決點(diǎn)，最后利用此采樣判決點(diǎn)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行采樣硬判決得到解調(diào)結(jié)果。

圖1　位同步超前結(jié)果

圖2　位同步滯后結(jié)果

4仿真結(jié)果

為了驗(yàn)證載波相位估計(jì)和采樣判決方法的性能的，使用MATLAB仿真驗(yàn)證。仿真條件：加性高斯白噪聲信道環(huán)境,OQPSK調(diào)制方式.仿真參數(shù)：發(fā)送成型濾波器采用滾降系數(shù)為0.35的平方根滾降濾波器，過(guò)采樣倍數(shù)設(shè)置為12。情景1：相位估計(jì)仿真，設(shè)置發(fā)送端相位分別為：0,pi/4,pi/3,…,-pi/2,-pi/3,-pi/4，仿真結(jié)果如圖3、圖4所示。

圖3　相位估計(jì)結(jié)果比較

圖4　相位估計(jì)誤差

情景2：設(shè)置載波頻率誤差為300 Hz，解調(diào)結(jié)果隨信噪比變化的仿真結(jié)果如圖5所示。

圖5　誤碼率曲線

情景3：設(shè)置載波頻率誤差為200 Hz，解調(diào)結(jié)果隨信噪比變化的仿真結(jié)果如圖6所示。

圖6　誤碼率曲線

從仿真結(jié)果圖4可以看出采用文中提出的載波相位估計(jì)方法最大的相位誤差沒(méi)有超過(guò)6度，而且省去了對(duì)復(fù)信號(hào)求幅角的運(yùn)算。從圖5和圖6可以看出在存在載波頻率誤差在200 Hz以內(nèi)時(shí)解調(diào)誤碼率完全能滿足海事衛(wèi)星通信GMR-2的協(xié)議要求。

5結(jié)語(yǔ)

利用信道估計(jì)的方法來(lái)進(jìn)行OQPSK載波相位估計(jì)。此載波相位估計(jì)方法對(duì)同步算法不敏感，能容忍同步誤差，并且還避免了對(duì)復(fù)信號(hào)求幅角，使得在FPGA工程應(yīng)用中簡(jiǎn)單化了。然后再根據(jù)載波相位所得的初始采樣判決點(diǎn)進(jìn)行細(xì)調(diào)，利用簡(jiǎn)化了的位同步算法中的同相正交積分型數(shù)字鎖相法進(jìn)行采樣判決最終的選取。通過(guò)估計(jì)出的載波相位對(duì)接收信號(hào)去載波，最后再根據(jù)最終采樣判決點(diǎn)進(jìn)行OQPSK解調(diào)。仿真驗(yàn)證了在低信噪比和載波頻率誤差的情況下下都能有較好的載波相位估計(jì)和解調(diào)性能，并且在工程應(yīng)用上也驗(yàn)證了其滿足GMR-2協(xié)議所提出的靈敏度要求，能滿足衛(wèi)星實(shí)時(shí)通信。

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Carrier Phase Estimation and Demodulation Method in OQPSK for Satellite Communication

WANG Xiao-hong,XIE Yong-feng,WU Yi

(Chengdu Spaceon Technology Co.,Ltd.,Chengdu Sichuan 610036,China)

Abstract：A carrier phase estimation and OQPSK digital demodulation for marine satellite telephone is proposed.Theoretical derivation of carrier phase estimation is based on channel estimation theory.The demodulation method is a joint estimation of phase estimation and optimal sampling decision.This method,for its quick estimation of the phase,is particularly applicable to satellite signal transmission,and demodulation performance could meet the real time requirement of satellite communication in the low signal-to-noise ratio.The performance is analyzed by simulation.Simulation results show that,this method has good performance of carrier frequency error of 200Hz and low signal-to-noise ratio.Finally,this performance is verified in the engineering application.

Key words：carrier phase estimation; OQPSK; digital demodulation method; channel estimation

doi:10.3969/j.issn.1002-0802.2016.02.005

* 收稿日期：2015-09-06；修回日期：2015-12-16Received date:2015-09-06；Revised date：2015-12-16

中圖分類(lèi)號(hào)：TN927

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號(hào)：1002-0802(2016)02-0143-04

作者簡(jiǎn)介：

王曉洪(1982—)，女，碩士，工程師，主要研究方向?yàn)樾盘?hào)處理；

謝永鋒(1977—)，女，碩士，高級(jí)工程師，主要研究方向?yàn)樾l(wèi)星通信協(xié)議分析和應(yīng)用；

吳仡(1983—)，男，碩士，工程師，主要研究方向?yàn)樾盘?hào)處理。