馮桂宏，　李慶旭，　戴思銳，　王帥，　張炳義

(沈陽工業(yè)大學(xué) 電氣工程學(xué)院，遼寧 沈陽 110870)

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繞線轉(zhuǎn)子自起動(dòng)永磁電機(jī)斬波起動(dòng)控制方法

馮桂宏，李慶旭，戴思銳，王帥，張炳義

(沈陽工業(yè)大學(xué) 電氣工程學(xué)院，遼寧 沈陽 110870)

針對(duì)繞線轉(zhuǎn)子自起動(dòng)永磁電機(jī)(WRLS-PMSM)PWM斬波調(diào)阻起動(dòng)控制方法進(jìn)行研究，通過調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)子繞組回路外串等效電阻，使起動(dòng)平均轉(zhuǎn)矩始終保持在最大值，改善起動(dòng)性能。將定轉(zhuǎn)子交流電量和阻抗關(guān)系折算到直流斬波控制環(huán)節(jié)，建立PWM斬波調(diào)阻準(zhǔn)動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型，推導(dǎo)出斬波占空比與轉(zhuǎn)子等效外串電阻關(guān)系；總結(jié)輸出最大合成異步轉(zhuǎn)矩時(shí)的轉(zhuǎn)子外串電阻與轉(zhuǎn)速關(guān)系，進(jìn)而得到斬波控制規(guī)律；搭建WRLS-PMSM起動(dòng)性能實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，將WRLS-PMSM轉(zhuǎn)子斬波調(diào)阻起動(dòng)與轉(zhuǎn)子自短路起動(dòng)、鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)直接起動(dòng)性能進(jìn)行對(duì)比分析，發(fā)現(xiàn)采用實(shí)時(shí)最大異步轉(zhuǎn)矩輸出的轉(zhuǎn)子斬波起動(dòng)方法能夠有效提高永磁電機(jī)的起動(dòng)轉(zhuǎn)矩，抑制起動(dòng)電流，提高牽入能力。

繞線轉(zhuǎn)子自起動(dòng)永磁電機(jī)；起動(dòng)控制；PWM斬波；電阻調(diào)節(jié)；最大異步轉(zhuǎn)矩

0　引　言

繞線轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)(WRLS-PMSM)具有自起動(dòng)能力，與傳統(tǒng)鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)相比，主要區(qū)別一方面體現(xiàn)在轉(zhuǎn)子繞組結(jié)構(gòu)的改變，另一方面可以通過調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)子外串電阻改變起動(dòng)過程中的異步轉(zhuǎn)矩，從而提高起動(dòng)性能。對(duì)于很多定速驅(qū)動(dòng)工況，具有自起動(dòng)能力的鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)，相比異步電機(jī)和變頻起動(dòng)永磁電機(jī)在穩(wěn)態(tài)性能和系統(tǒng)性價(jià)比方面優(yōu)勢(shì)明顯。但是鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)由于轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的限制，無法兼顧起動(dòng)初始時(shí)刻的異步轉(zhuǎn)矩和接近同步速時(shí)的牽入轉(zhuǎn)矩，進(jìn)而造成起動(dòng)能力不足，對(duì)于重載或大轉(zhuǎn)動(dòng)慣量負(fù)載工況表現(xiàn)的更加明顯。傳統(tǒng)方法通常采用轉(zhuǎn)子異型槽的方式加強(qiáng)集膚效應(yīng)，提高起動(dòng)能力。在鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)起動(dòng)性能計(jì)算和改進(jìn)方面，國內(nèi)外學(xué)者進(jìn)行了很多研究工作。文獻(xiàn)[1-3]采用有限元仿真的方法分析了鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)的起動(dòng)特性。文獻(xiàn)[4]提出采用復(fù)合材料制造轉(zhuǎn)子導(dǎo)條，通過優(yōu)化導(dǎo)條結(jié)構(gòu)和材料特性提高起動(dòng)性能。文獻(xiàn)[5-7]從電機(jī)本體設(shè)計(jì)和優(yōu)化算法方面，依據(jù)電磁計(jì)算模型對(duì)主要性能指標(biāo)進(jìn)行改進(jìn)，取得一定效果。文獻(xiàn)[8]采用時(shí)步有限元法對(duì)鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)起動(dòng)過程中的最小轉(zhuǎn)矩進(jìn)行計(jì)算，為電機(jī)起動(dòng)性能預(yù)測(cè)提供依據(jù)。以上這些研究主要集中在鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)起動(dòng)性能計(jì)算與提高方面，但是起動(dòng)與牽入性能的矛盾卻始終存在。為此，文獻(xiàn)[9-10]提出并研究了采用繞線轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的自起動(dòng)永磁電機(jī)，并著重分析了電機(jī)磁路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)和穩(wěn)態(tài)性能。文獻(xiàn)[11]進(jìn)一步提出了一種增加轉(zhuǎn)子弱磁繞組的方法，抑制發(fā)電制動(dòng)轉(zhuǎn)矩，提高起動(dòng)能力。采用繞線轉(zhuǎn)子外串電阻的方法提高起動(dòng)能力，核心在于起動(dòng)過程中通過PWM斬波的方法合理調(diào)節(jié)外串等效電阻。而在斬波調(diào)阻方面，傳統(tǒng)異步電機(jī)的調(diào)速系統(tǒng)已經(jīng)進(jìn)行了嘗試，文獻(xiàn)[12]早在上世紀(jì)70年代就提出了感應(yīng)電機(jī)的轉(zhuǎn)子斬波調(diào)速方法。在此基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)[13]提出了一種抑制關(guān)斷損耗的斬波調(diào)阻電路，取得較好效果。文獻(xiàn)[14-15]也對(duì)繞線異步電機(jī)的斬波調(diào)速系統(tǒng)進(jìn)行了研究。

本文在繞線異步電機(jī)斬波調(diào)速系統(tǒng)的基礎(chǔ)上，結(jié)合WRLS-PMSM起動(dòng)過程中合成異步轉(zhuǎn)矩隨轉(zhuǎn)速的變化規(guī)律，建立并分析了基于最大實(shí)時(shí)異步轉(zhuǎn)矩的斬波起動(dòng)控制方法，并通過樣機(jī)實(shí)驗(yàn)進(jìn)行了驗(yàn)證。

1　WRLS-PMSM轉(zhuǎn)子回路斬波控制模型

WRLS-PMSM定轉(zhuǎn)子繞組之間雖然沒有直接的電聯(lián)系，但通過主磁通實(shí)現(xiàn)電磁耦合，這種耦合關(guān)系表現(xiàn)在定轉(zhuǎn)子雙邊電量互相影響。由于斬波控制過程要在轉(zhuǎn)子整流環(huán)節(jié)進(jìn)行，同時(shí)考慮到WRLS-PMSM起動(dòng)過程的復(fù)雜性，這里僅建立轉(zhuǎn)子回路斬波控制準(zhǔn)動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型，即將電機(jī)從靜止到同步轉(zhuǎn)速的動(dòng)態(tài)過程分別用穩(wěn)定運(yùn)行在不同轉(zhuǎn)速時(shí)的阻抗參數(shù)模擬。此法雖然忽略了瞬態(tài)電抗和飽和因素，但能計(jì)及轉(zhuǎn)速對(duì)電抗的影響，基本可以滿足工程計(jì)算需要。本文通過三個(gè)步驟完成該模型的建立。

1.1折算到轉(zhuǎn)子交流側(cè)的等效電路

(1)

圖1　WRLS-PMSM轉(zhuǎn)子側(cè)每相等效電路Fig.1　Equivalent circuit of each phase of WRLS-PMSM in the rotor side

圖2　WRLS-PMSM轉(zhuǎn)子側(cè)三相等效電路Fig.2　Equivalent circuit of three phase of WRLS-PMSM in the rotor side

1.2折算到轉(zhuǎn)子直流側(cè)的等效電路

所涉及的轉(zhuǎn)子繞組整流環(huán)節(jié)為三相不可控整流，其自然換向點(diǎn)位于線電壓差值過零點(diǎn)附近。經(jīng)推導(dǎo)可得不考慮換流損失下的整流電壓為

(2)

由于轉(zhuǎn)子電感的存在，整流器件在開通關(guān)斷過程中不可避免的存在換流環(huán)節(jié)，實(shí)際整流輸出電壓會(huì)隨著換流過程持續(xù)時(shí)間的增加而降低。根據(jù)繞線異步電機(jī)串級(jí)調(diào)速系統(tǒng)相關(guān)數(shù)據(jù)，對(duì)于不同轉(zhuǎn)差率和電機(jī)阻抗參數(shù)條件下，換流重疊角變化范圍在25°～75°之間，這里取平均值γ=50°作為等效換流重疊角。

根據(jù)以上分析可知，由于換向帶來的電壓損失可以通過對(duì)換流重疊角γ時(shí)間段內(nèi)的電流積分進(jìn)行計(jì)算，可得

(3)

由于轉(zhuǎn)子三相繞組按照分時(shí)導(dǎo)通的原則工作，每個(gè)整流周期同時(shí)有兩相繞組導(dǎo)通，整流電流在轉(zhuǎn)子自身繞組電阻上的電壓損耗在折算過程中也需要考慮。由于電機(jī)轉(zhuǎn)子側(cè)感抗參數(shù)的改變會(huì)造成換流過程的不確定性，這里仍取平均值γ=50°。從而可得，由于換流重疊角帶來的轉(zhuǎn)子電阻壓降如下：

(4)

綜合以上折算參數(shù)，可將圖3(a)所示轉(zhuǎn)子整流電路折算為圖3(b)所示直流側(cè)等效電路。圖中等效電抗XD=Xd，等效直流電阻為

(5)

對(duì)外等效端口電壓UD=ED-ΔED_1-ΔED_2，將式(2)～式(4)帶入整理可得

(6)

圖3　WRLS-PMSM轉(zhuǎn)子側(cè)折算到整流側(cè)等效電路Fig.3　Equivalent circuit converted to the DC side of the WRLS-PMSM in the rotor side

至此，經(jīng)過定子側(cè)至轉(zhuǎn)子側(cè)以及轉(zhuǎn)子側(cè)至整流側(cè)的兩次折算，已將原有WRLS-PMSM轉(zhuǎn)子三相繞組回路電氣參數(shù)等效為如圖3(b)所示的直流電壓源和阻抗串聯(lián)的端口模型，從而為直流斬波調(diào)阻數(shù)學(xué)模型搭建奠定基礎(chǔ)。

1.3直流斬波調(diào)阻模型

直流斬波調(diào)阻模型主要包括轉(zhuǎn)子三相繞組整流網(wǎng)絡(luò)、外串電阻以及IGBT斬波環(huán)節(jié)。通過控制IGBT導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間的比例，即可實(shí)現(xiàn)外串電阻實(shí)際值的連續(xù)變化。理想狀態(tài)下，IGBT導(dǎo)通時(shí)等效電阻為零，IGBT關(guān)斷時(shí)等效電阻為外串電阻。實(shí)際工作中，為避免IGBT快速開通和關(guān)斷過程中出現(xiàn)的電壓和電流突變，通常會(huì)針對(duì)斬波器件增加阻容吸收電路，對(duì)于中等功率等級(jí)的工況，常用如圖4(a)中的RCD型緩沖電路。在IGBT開通瞬間，緩沖電容C通過R向IGBT放電，使集電極電流略微增加而無法突變；而在關(guān)斷瞬間，電容的穩(wěn)壓作用同樣明顯，從而抑制了du/dt的變化。文獻(xiàn)[13]進(jìn)一步提出一種可以降低IGBT開通功耗的緩沖電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖4(b)所示。由于單向?qū)ǖ亩O管和阻容吸收電路為串聯(lián)關(guān)系，電容放電過程無法經(jīng)過IGBT，只能在緩沖電路內(nèi)部進(jìn)行放電，從而抑制了器件開通功耗。

圖4　IGBT關(guān)斷緩沖電路Fig.4　Buffer circuit for shut off of IGBT

(7)

式中，Tch=Ton+Toff為斬波周期；Ton對(duì)應(yīng)IGBT導(dǎo)通狀態(tài)持續(xù)時(shí)間；Toff為關(guān)斷持續(xù)時(shí)間；τ1=LD/RD對(duì)應(yīng)導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)間常數(shù)；τ2=RefC對(duì)應(yīng)關(guān)斷狀態(tài)時(shí)間常數(shù)；τ12=τ1τ2/(τ1+τ2)為合成時(shí)間常數(shù)；α=Ton/Toff為導(dǎo)通占空比。

以7.5 kW的WRLS-PMSM樣機(jī)為例，當(dāng)轉(zhuǎn)子外串電阻為7 Ω時(shí)，如采用圖4(b)所示緩沖電路，則等效外串電阻與導(dǎo)通占空比存在如圖5所示非線性關(guān)系。當(dāng)電機(jī)阻抗參數(shù)發(fā)生變化時(shí)，等效電阻計(jì)算模型也隨之改變。

圖5　等效電阻計(jì)算模型(抑制開通功耗型緩沖電路)Fig.5　Calculation model of equivalent resistance (Based on buffer circuit with Inhibition consumption)

對(duì)于所研究的起動(dòng)過程斬波控制，由于電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)斬波回路不工作，而起動(dòng)過程瞬間完成，器件開通損耗有限，因此這里采用了基于RCD型緩沖電路的斬波調(diào)阻方法，如圖6所示。圖中IGBT能量吸收電阻R和外串電阻Ref相互獨(dú)立，因此對(duì)外呈現(xiàn)的實(shí)際等效電阻與占空比具有較好線性關(guān)系。下面分別對(duì)IGBT開通和關(guān)斷兩種狀態(tài)進(jìn)行分析，如圖7所示。

圖6　基于RCD型緩沖電路的調(diào)阻電路Fig.6　Adjustable resistance circuit of RCD buffer circuit

圖7　RCD型緩沖調(diào)阻電路兩種工作狀態(tài)下等效電路Fig.7　Equivalent circuit of adjustable resistance circuit

當(dāng)IGBT導(dǎo)通時(shí)，Ref被短路，此時(shí)參數(shù)滿足式(8)。在IGBT從斷開向?qū)ㄟ^度的瞬間，回路電阻從RD+Ref瞬間降低至RD，但是由于轉(zhuǎn)子回路電感LD的抑制作用，電流逐漸在導(dǎo)通周期內(nèi)由Imin增加至Imax，此階段邊界條件如式(9)。而在關(guān)斷周期內(nèi)，回路電阻又瞬間突變至RD+Ref，電流從Imax逐漸降低至Imin，此時(shí)參數(shù)滿足式(10)，對(duì)應(yīng)邊界條件如式(11)，至此完成一次開斷周期。這里雖然忽略了緩沖電路的影響，但后續(xù)通過求取電流平均值進(jìn)而計(jì)算等效電阻的方法仍能滿足工程計(jì)算需要。

(8)

(9)

(10)

(11)

(12)

(13)

(14)

圖8　等效電阻計(jì)算模型(RCD型緩沖電路)Fig.8　Calculation model of equivalent resistance(Based on buffer circuit of RCD)

對(duì)比圖5和圖8，顯然后者所示等效電阻計(jì)算模型更加簡(jiǎn)潔。實(shí)際斬波過程中，占空比需要根據(jù)轉(zhuǎn)速變化實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)，如果計(jì)算過程過于復(fù)雜，就會(huì)增加計(jì)算量，影響反應(yīng)速度。更重要的是，當(dāng)斬波頻率較高時(shí)，式(14)對(duì)應(yīng)數(shù)學(xué)模型中實(shí)際等效電阻與占空比呈近似線性關(guān)系，如圖9所示。這就避免了電機(jī)阻抗參數(shù)變化對(duì)等效電阻計(jì)算模型的較大影響，系統(tǒng)穩(wěn)定性更好，因此采用基于RCD型緩沖電路的斬波電路，對(duì)WRLS-PMSM的起動(dòng)控制策略進(jìn)行研究。

圖9　等效電阻計(jì)算模型對(duì)斬波頻率的敏感性(RCD型緩沖電路)Fig.9　Sensitivity of calculation model to chopper frequency(Based on buffer circuit of RCD)

2　PWM斬波控制方案設(shè)計(jì)

2.1總體方案設(shè)計(jì)

RCD型緩沖電路的斬波調(diào)阻系統(tǒng)整體控制結(jié)構(gòu)如圖10所示。系統(tǒng)包括轉(zhuǎn)子繞組，三相整流單元，斬波電路，阻容吸收電路以及外串電阻。WRLS-PMSM起動(dòng)過程中的穩(wěn)定轉(zhuǎn)矩主要包括發(fā)電制動(dòng)轉(zhuǎn)矩Tg、正向異步轉(zhuǎn)矩Ta和凸極效應(yīng)異步轉(zhuǎn)矩Tb，發(fā)電制動(dòng)轉(zhuǎn)矩與轉(zhuǎn)子繞組無關(guān)，將合成異步轉(zhuǎn)矩Ta+Tb作為被控對(duì)象。

圖10　WRLS-PMSM起動(dòng)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.10　Structure of WRLS-PMSM starting control system

根據(jù)電機(jī)異步運(yùn)行狀態(tài)基本理論可知，在確定轉(zhuǎn)速下，實(shí)時(shí)合成異步轉(zhuǎn)矩對(duì)應(yīng)的電磁功率與轉(zhuǎn)子繞組銅耗成正比，即滿足Pem=Pcu2/s。轉(zhuǎn)子回路增加整流和斬波調(diào)阻電路之后，實(shí)際轉(zhuǎn)子繞組銅耗除原自身繞組損耗以外，還包括外串電阻損耗。結(jié)合圖3可得用于計(jì)算WRLS-PMSM合成異步轉(zhuǎn)矩的準(zhǔn)動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型，如圖11所示。對(duì)于直流回路，圖11(a)中XD作用消失，進(jìn)一步得到忽略定轉(zhuǎn)子漏抗作用的等效電路，如圖11(b)所示。將式(5)進(jìn)一步整理可得斬波直流回路各電阻分量RD_1，RD_2和RD_3。直流回路合成電阻RD可表示為

(15)

2.2控制方法設(shè)計(jì)與分析

(16)

圖11　直流側(cè)斬波調(diào)阻電路模型Fig.11　Adjustable resistance circuit model in the DC side

令dTmec/ds=0，得到最大合成異步轉(zhuǎn)矩對(duì)應(yīng)轉(zhuǎn)速與定轉(zhuǎn)子回路阻抗參數(shù)的關(guān)系為

(17)

如能在起動(dòng)過程中，將實(shí)際運(yùn)行轉(zhuǎn)速實(shí)時(shí)檢測(cè)并作為轉(zhuǎn)子外串電阻計(jì)算模型輸入?yún)⒘?，電機(jī)即可以最大轉(zhuǎn)矩且近似為恒轉(zhuǎn)矩加速至同步速。由于當(dāng)斬波頻率大于1kHz時(shí)，采用RCD緩沖電路的斬波調(diào)阻電路中，等效電阻與斬波占空比呈近似線性關(guān)系，由此可得到滿足實(shí)時(shí)最大異步轉(zhuǎn)矩輸出特性的斬波占空比計(jì)算模型為

α=f(n)=

(18)

根據(jù)式(18)，在高轉(zhuǎn)速階段所需要的占空比大于1，但實(shí)際IGBT斬波工作區(qū)僅存在0≤α≤1階段，如圖12中“斬波工作區(qū)1”所示。當(dāng)所需占空比大于1時(shí)，IGBT持續(xù)導(dǎo)通，強(qiáng)制使得α=1，直至牽入同步轉(zhuǎn)速。在此階段，轉(zhuǎn)子外部控制回路失去作用，電機(jī)依靠轉(zhuǎn)子自身繞組完成牽入同步過程。當(dāng)轉(zhuǎn)子繞組自身電阻大幅下降時(shí)，實(shí)際斬波工作區(qū)得到拓展，當(dāng)轉(zhuǎn)子自身電阻下降到20%時(shí)，實(shí)際斬波工作區(qū)延伸至“斬波工作區(qū)2”。轉(zhuǎn)子繞組阻值越低，斬波工作區(qū)越寬。令式(18)中α=1，可得斬波工作周期對(duì)應(yīng)的最高轉(zhuǎn)速為

(19)

圖12　最大起動(dòng)轉(zhuǎn)矩控制α-s曲線Fig.12　The α-s curve in maximum starting torque control

2.3外串電阻選型

根據(jù)式(19)，可得斬波調(diào)阻控制方案中外串電阻的選擇方法，即當(dāng)轉(zhuǎn)速為零時(shí)所需要的外串電阻達(dá)到最大值，其阻值為

(20)

此外串電阻只在起動(dòng)過程參與工作，其功率等級(jí)的選擇需要綜合考慮起動(dòng)過程功率損耗和工作制情況。外串電阻實(shí)時(shí)消耗功率與轉(zhuǎn)差率有關(guān)，通過對(duì)轉(zhuǎn)差積分，可得每次起動(dòng)過程中外串電阻平均損耗功率為

(21)

3　起動(dòng)特性實(shí)驗(yàn)研究

根據(jù)圖10所示的WRLS-PMSM起動(dòng)控制結(jié)構(gòu)，搭建了基于DSPIC芯片的起動(dòng)控制電路。根據(jù)7.5 kW繞線轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)電磁設(shè)計(jì)方案中轉(zhuǎn)子感應(yīng)電壓和電流等參數(shù)，確定整流和斬波控制環(huán)節(jié)器件選型。起動(dòng)性能測(cè)試平臺(tái)如圖13。斬波控制電路和WRLS-PMSM樣機(jī)主要參數(shù)如下：斬波控制電路參數(shù)為：編碼器為1024脈沖/轉(zhuǎn)；整流模塊為1 000 V/300 A；芯片為dsPIC30F5015；IGBT為1 000 V/150 A；外串電阻為5 kW/10 Ω；斬波頻率為10 kHz。WRLS-PMSM參數(shù)為：額定功率為7.5 kW；電壓/電流為380 V/13.4 A；頻率/轉(zhuǎn)速為50 Hz/1 000 r/min；定子/轉(zhuǎn)子電阻為0.91 Ω/2.32 Ω；定子/轉(zhuǎn)子漏感為2.74 mH/4.49 mH；定轉(zhuǎn)子有效匝數(shù)比為0.56。

圖13　起動(dòng)性能測(cè)試平臺(tái)Fig.13　The starting experiment platform

3.1WRLS-PMSM斬波起動(dòng)實(shí)驗(yàn)分析

根據(jù)上述中所示電機(jī)參數(shù)，按照式(18)、式(19)中控制模型，對(duì)7.5kW的WRLS-PMSM樣機(jī)進(jìn)行斬波起動(dòng)性能測(cè)試。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在60 kVA調(diào)壓器380 V供電條件下，WRLS-PMSM采用轉(zhuǎn)子繞組自短路直接起動(dòng)時(shí)，最大起動(dòng)轉(zhuǎn)矩僅為50 N·m。而采用斬波起動(dòng)控制時(shí)，最大起動(dòng)轉(zhuǎn)矩達(dá)到90 N·m。圖14為斬波調(diào)阻起動(dòng)時(shí)，樣機(jī)帶不同負(fù)載起動(dòng)的轉(zhuǎn)速變化情況。隨著負(fù)載轉(zhuǎn)矩提高，起動(dòng)時(shí)間逐漸延長，但都能牽入同步。由于發(fā)電制動(dòng)轉(zhuǎn)矩的負(fù)面作用和機(jī)械慣性存在，起動(dòng)初始階段存在一定脈動(dòng)增速現(xiàn)象。

斬波起動(dòng)過程中，主控芯片預(yù)置計(jì)算模型，根據(jù)轉(zhuǎn)速信號(hào)進(jìn)行斬波控制。電機(jī)從起動(dòng)至牽入同步過程中，外串電阻呈現(xiàn)斷續(xù)導(dǎo)通狀態(tài)，如圖15所示。在約120 ms時(shí)接收到起動(dòng)信號(hào)，約450 ms時(shí)達(dá)到理想最高斬波工作速度，此后IGBT持續(xù)導(dǎo)通，外串電阻被短路。由于IGBT的存在，轉(zhuǎn)子整流回路電流仍然持續(xù)存在，隨著轉(zhuǎn)子感應(yīng)電壓變化電流呈現(xiàn)脈動(dòng)狀態(tài)，至牽入同步后轉(zhuǎn)子感應(yīng)電流完全消失，如圖16所示。

圖14　WRLS-PMSM斬波起動(dòng)時(shí)轉(zhuǎn)速變化規(guī)律Fig. 14　Speed change rule with chopping adjustable resistance of WRLS-PMSM

圖15　外串電阻電流(100 N·m)Fig.15　Current of the outer series resistance (100 N·m)

圖16　轉(zhuǎn)子整流回路電流(100 N·m)Fig.16　Total current of rotor rectifier circuit(100 N·m)

3.2WRLS-PMSM與鼠籠永磁電機(jī)對(duì)比分析

這里選取了一臺(tái)與WRLS-PMSM樣機(jī)相同基座號(hào)，且功率和轉(zhuǎn)速也完全相同的鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)，兩種電機(jī)轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)如圖17所示。其中鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)轉(zhuǎn)子采用梯形槽，充分利用了集膚效應(yīng)，槽型尺寸和永磁體結(jié)構(gòu)是通過對(duì)起動(dòng)性能優(yōu)化得到的，基本達(dá)到了該型電機(jī)的較高起動(dòng)能力。兩種電機(jī)的起動(dòng)性能實(shí)驗(yàn)條件也完全相同。

圖17　對(duì)比電機(jī)轉(zhuǎn)子沖片結(jié)構(gòu)Fig.17　Rotor laminations of the compared prototype

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在60 kVA調(diào)壓器380 V供電條件下，鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)最大起動(dòng)轉(zhuǎn)矩為45 N～m。圖18對(duì)比了WRLS-PMSM帶額定轉(zhuǎn)矩和鼠籠永磁電機(jī)帶最大轉(zhuǎn)矩時(shí)的起動(dòng)電流變化規(guī)律。通過數(shù)據(jù)處理與折算，可得鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)的起動(dòng)電流沖擊約為8.5倍額定電流，而采用斬波起動(dòng)方法的WRLS-PMSM起動(dòng)電流沖擊為6.8倍。圖19和圖20為兩種電機(jī)起動(dòng)過程中轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速變化規(guī)律。從圖19可知，采用斬波起動(dòng)方法的WRLS-PMSM即使帶滿載起動(dòng)，相比鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)，轉(zhuǎn)矩沖擊更小，合成異步轉(zhuǎn)矩更大，而這也直接體現(xiàn)在圖20所示的轉(zhuǎn)速變化過程中，WRLS-PMSM更快進(jìn)入同步轉(zhuǎn)速。表1所示為兩種電機(jī)在不同控制方式和供電電源條件下的最大起動(dòng)轉(zhuǎn)矩。

表1　電機(jī)最大起動(dòng)轉(zhuǎn)矩

圖18　起動(dòng)定子電流對(duì)比Fig.18　Contrast of stator starting current

圖19　起動(dòng)轉(zhuǎn)矩對(duì)比Fig.19　Contrast of starting torque

圖20　起動(dòng)過程轉(zhuǎn)速對(duì)比Fig.20　Speed contrast for starting process

4　結(jié)　論

本文研究了繞線轉(zhuǎn)子自起動(dòng)永磁電機(jī)斬波調(diào)阻起動(dòng)控制方法。將定轉(zhuǎn)子阻抗參數(shù)和電磁關(guān)系折算到直流斬波環(huán)節(jié)，得到兩種基于常見緩沖電路的斬波調(diào)阻數(shù)學(xué)模型，并推導(dǎo)出轉(zhuǎn)子外串等效電阻與斬波導(dǎo)通占空比的關(guān)系。發(fā)現(xiàn)基于RCD型緩沖電路的調(diào)阻電路中，當(dāng)斬波頻率較高時(shí)，等效電阻計(jì)算模型與斬波占空比具有較好的線性關(guān)系，參數(shù)敏感度低。采用實(shí)時(shí)最大異步轉(zhuǎn)矩控制方法的繞線轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)，起動(dòng)轉(zhuǎn)矩明顯提高，起動(dòng)電流得到抑制。相比鼠籠轉(zhuǎn)子永磁電機(jī)，起動(dòng)和牽入能力顯著提高，起動(dòng)電流抑制效果明顯。

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(編輯：劉素菊)

Chopper starting control of wound-rotor line-start PMSM

FENG Gui-hong,LI Qing-xu,DAI Si-rui,WANG Shuai,ZHANG Bing-yi

(School of Electrical Engineering, Shenyang University of Technology, Shenyang 110870, China)

PWM chopper resistance regulation starting control method was proposed for the wound rotor line-start PMSM (WRLS-PMSM). In order to improve the starting performance, the average starting torque always was kept in maximum by adjusting the equivalent resistance series connected to rotor winding in the process of starting. The relation between the equivalent series resistance and chopper duty ratio was deduced with PWM chopper adjustable resistance quasi dynamic mathematical model establishment by converting impedance and voltage to the dc chopper link; when the synthetic asynchronous torque is the biggest, the relationship between the equivalent series resistance in the rotor side and speed can be deduced. The chopper rules can be acquired,which sets the starting performance experimental platform of WRLS-PMSM. And the starting performance was tested. The comparison with the rotor winding short-circuit starting and traditional squirrel cage rotor LS-PMSM verified the effectiveness of the proposed approach for increasing greatly the starting torque, limiting the starting current as well as improving the pull-in performance.

WRLS-PMSM; starting control; PWM chopper; regulating resistance; max asynchronous torque

2014-03-25

國家重大科學(xué)儀器設(shè)備開發(fā)專項(xiàng)(2012YQ05024207)；國家自然科學(xué)基金(51077093)

馮桂宏(1963—)，女，碩士，教授，研究方向?yàn)殡姍C(jī)及其控制；

李慶旭(1985—)，男，博士研究生，研究方向?yàn)橛来烹姍C(jī)及其控制；

李慶旭

10.15938/j.emc.2016.08.009

TM 351

A

1007-449X(2016)08-0064-10

戴思銳(1991—)，女，碩士研究生，研究方向?yàn)橛来烹姍C(jī)及其控制；

王帥(1981—)，男，博士研究生，研究方向?yàn)橛来烹姍C(jī)及其控制；

張炳義(1954—)，男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)樘胤N電機(jī)及其控制、電子電氣機(jī)械一體化。