周彥，丁　博

（1.中國空空導(dǎo)彈研究院，河南洛陽471000；2.電子科技大學(xué)，成都611731）

基于寬帶濾波巴倫的端射濾波天線

（1.中國空空導(dǎo)彈研究院，河南洛陽471000；2.電子科技大學(xué)，成都611731）

端射天線是一種輻射方向與陣軸的方向一致的天線，因?yàn)槠渚哂辛己玫姆较驁D特性，通常應(yīng)用在軍用雷達(dá)探測系統(tǒng)用來解決“盲區(qū)”問題。端射天線和濾波器之間由于匹配電路的存在導(dǎo)致系統(tǒng)尺寸較大、損耗增加。將端射天線和濾波器作為整體器件設(shè)計(jì)成端射濾波天線，端射濾波天線不僅具有輻射、阻抗匹配、濾波和平衡轉(zhuǎn)換功能，而且可以減小電路尺寸，使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)更加緊湊。文章通過采用閉合環(huán)諧振器設(shè)計(jì)一款結(jié)構(gòu)緊湊的多層寬帶濾波巴倫，并將寬帶濾波巴倫和準(zhǔn)八木天線進(jìn)行集成，設(shè)計(jì)出了一款中心頻率2.5 GHz的端射濾波天線。該濾波天線具有頻率帶寬較寬、頻率選擇性高、帶外抑制好、結(jié)構(gòu)緊湊等特點(diǎn)。

濾波天線；端射；濾波巴倫；諧振器；準(zhǔn)八木天線

天線和濾波器作為射頻前端電路最重要的2個(gè)元器件，其尺寸和性能決定整個(gè)通信系統(tǒng)的質(zhì)量。傳統(tǒng)設(shè)計(jì)方法著眼于器件本身的設(shè)計(jì)，二者在系統(tǒng)中級聯(lián)后不能夠保證完全匹配，且電路尺寸較大。將天線和濾波器作為整體器件設(shè)計(jì)成濾波天線，濾波天線不僅具有輻射、阻抗匹配、濾波和平衡轉(zhuǎn)換功能，而且可以減小電路尺寸使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)更加緊湊，具有重要的實(shí)用價(jià)值。

2006年，Jong Hoon L等［1］提出了一款工作于V波段的LTCC濾波天線，圖1給出了該濾波天線結(jié)構(gòu)和反射系數(shù)曲線。

圖1　LTCC濾波天線及其反射系數(shù)曲線Fig.1 Proposed LTCC filter antenna and its reflection coefficient curve

LTCC材料具有很高的介電常數(shù)和較低的介質(zhì)損耗，使得濾波天線的尺寸可以很小。為消除阻抗不連續(xù)性，在濾波器和天線間增加一段錐形微帶線實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。由于錐形微帶線存在損耗，不可能保證在整個(gè)工作頻段內(nèi)都完全匹配良好，所以錐形微帶線的加入會對整個(gè)系統(tǒng)產(chǎn)生影響。另外，錐形微帶線的加入使系統(tǒng)變得更復(fù)雜、損耗增大，尺寸和重量偏大。

由于LTCC方法加工工藝復(fù)雜且成本較高，故針對濾波天線的設(shè)計(jì)多采用工藝成熟且設(shè)計(jì)方法簡單的微帶形式。為了縮小微帶濾波天線體積，文獻(xiàn)［2］采用多層結(jié)構(gòu)進(jìn)行濾波天線的設(shè)計(jì)，如圖2所示。

圖2　多層濾波天線及其反射系數(shù)曲線Fig.2 Proposed Multilayer filtering antenna and its reflection coefficient curve

貼片天線和發(fā)夾濾波器采用共同的接地板，分別設(shè)計(jì)在接地板的上下兩層，中間通過通孔連接。這種方式可以縮小體積，還可以通過優(yōu)化連接線位置和大小獲得較寬的帶寬。此外，文獻(xiàn)［3-5］在不改變天線輻射特性的同時(shí)引入新的結(jié)構(gòu)，使得天線同時(shí)獲得濾波效果。文獻(xiàn)［6］設(shè)計(jì)了一個(gè)具有濾波功能的天線，該天線由2個(gè)基本的小型腔體構(gòu)成，適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)腔體的尺寸，可以同時(shí)調(diào)節(jié)天線的輻射效率和帶寬選擇性。以上介紹的天線同時(shí)具有濾波和輻射特性，但是設(shè)計(jì)方法都比較復(fù)雜，依舊局限于濾波器和天線器件自身的設(shè)計(jì)。

濾波器綜合方法是一種新興的濾波天線設(shè)計(jì)方法，近幾年引起許多學(xué)者的研究與重視，各種結(jié)構(gòu)新穎功能優(yōu)良的濾波天線也被設(shè)計(jì)出來。在濾波器綜合方法中，采用天線代替濾波器的最后一階諧振器，使得天線同時(shí)具有濾波和輻射功能。這種方式可以縮小電路尺寸，減輕射頻前端重量。濾波器綜合法設(shè)計(jì)的濾波天線通帶內(nèi)增益很平坦，具有很好的邊緣選擇特性和帶外抑制性能。

2011年，Chuang Chaotang等［7］詳細(xì)介紹了濾波器綜合方法。由于天線與一個(gè)并聯(lián)的RLC電路等效，所以用一個(gè)Γ型天線代替多階濾波器的最后一階諧振器和端口，形成性能良好的濾波天線，見圖3 a）。圖3 b）給出了濾波天線的等效電路，其中平行耦合線之間的縫隙可等效成導(dǎo)納轉(zhuǎn)換器。此外，該文獻(xiàn)還基于濾波器綜合方法設(shè)計(jì)一款三階濾波天線，并將其與傳統(tǒng)方式獲得的濾波天線進(jìn)行對比，見圖4。可見，濾波器與天線直接級聯(lián)后天線反射系數(shù)較差，這是因?yàn)?個(gè)元器件不完全匹配，損耗較大。該文獻(xiàn)提出的三階濾波天線尺寸較小，且天線邊緣比較陡峭，濾波效果明顯。

圖3　濾波天線的結(jié)構(gòu)與等效電路圖Fig.3 Proposed filtering antenna structure and Equivalent circuit

圖4　三階濾波天線反射曲線對比圖Fig.4 Comparison curve of the three-order filtering antenna reflection

除此以外，國內(nèi)外其他學(xué)者也對微帶濾波天線進(jìn)行了不同程度的研究［8-17］，并設(shè)計(jì)完成了許多高性能高集成度的濾波天線。因此，小型化高性能的濾波天線在無線通信系統(tǒng)的發(fā)展中起到十分重要的作用，設(shè)計(jì)一系列結(jié)構(gòu)緊湊、集成度高、選擇特性好的微帶濾波天線對我國無線通信領(lǐng)域的發(fā)展具有重要意義。

本文通過采用閉合環(huán)諧振器設(shè)計(jì)一款結(jié)構(gòu)緊湊的多層寬帶濾波巴倫，并將寬帶濾波巴倫和準(zhǔn)八木天線進(jìn)行集成，設(shè)計(jì)一款中心頻率2.5 GHz的端射濾波天線。該濾波天線具有頻率帶寬較寬、頻率邊緣選擇性高、帶外抑制好、結(jié)構(gòu)緊湊等特點(diǎn)。

1　基于閉合環(huán)諧振器的寬帶濾波巴倫

1.1寬帶濾波巴倫結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

作為一個(gè)三端口器件，巴倫包括一個(gè)非平衡饋電的輸入端口和兩個(gè)平衡的輸出端口，如圖5所示。因此，微帶巴倫可以完成單端信號與差分信號的轉(zhuǎn)換。根據(jù)天線理論，如對稱振子天線、印刷振子天線和平面螺旋天線等都屬于平衡天線，需要平衡饋電。假如使用微帶線等非平衡傳輸線對天線進(jìn)行饋電，會破壞天線的方向性，造成天線輻射效率降低。因此，采用巴倫對平衡天線進(jìn)行饋電可改善天線的輻射特性，同時(shí)起到阻抗變換作用，實(shí)現(xiàn)天線良好的阻抗匹配。同時(shí)，由于現(xiàn)實(shí)環(huán)境中無線信號的頻率范圍十分廣泛，而大部分微波系統(tǒng)只需接收和發(fā)射特定頻段的信號，因而設(shè)計(jì)具有濾波作用的寬帶巴倫就顯得很有意義。

圖5　巴倫結(jié)構(gòu)示意圖Fig.5 Structure of balun

巴倫作為一個(gè)三端口器件，可以通過把對稱4端口網(wǎng)絡(luò)中的一個(gè)端口設(shè)置為開路或者短路形成。本文所設(shè)計(jì)的寬帶濾波巴倫如圖6所示，端口1為不平衡輸入端口，端口2和端口3為平衡輸出端口。該結(jié)構(gòu)由4個(gè)微帶諧振器構(gòu)成，其中諧振器A和諧振器B 是λ/2三階SIR諧振器，位于頂層；諧振器C和諧振器D是λ/2閉合環(huán)諧振器，位于第二層。為了增強(qiáng)各諧振器之間的電耦合，擴(kuò)展濾波巴倫的帶寬，本設(shè)計(jì)采用多層結(jié)構(gòu)。同時(shí)，在底面引入半徑為R的圓形縫隙增強(qiáng)諧振器C與諧振器D之間的磁耦合，整個(gè)結(jié)構(gòu)關(guān)于中心線對稱。

圖6　寬帶濾波巴倫結(jié)構(gòu)圖Fig.6 Structure of wideband filtering balun

濾波巴倫采用一種新型的λ/2閉合環(huán)諧振器，如圖7 a）所示。該λ/2閉合環(huán)諧振器與傳統(tǒng)的SIR諧振器不同，在傳統(tǒng)SIR諧振器的基礎(chǔ)上采用鏤空處理，傳輸線特性阻抗相同。為了分析該諧振器的諧振特性，圖7 b）給出了該結(jié)構(gòu)的奇模等效電路。

圖7　λ/2閉合環(huán)諧振器Fig.7λ/2closed loop resonant

由奇模等效電路可知，圖7 b）中端口的輸入阻抗為：

式（1）中：Z0為微帶線的特性阻抗；θ1為微帶線的電長度（i=1，2，3）。

圖8給出了閉合環(huán)諧振器的閉合環(huán)結(jié)構(gòu)，通過計(jì)算可知，端口輸入阻抗為：

圖8　閉合環(huán)結(jié)構(gòu)Fig.8 Closed loop structure

下面假設(shè)閉合環(huán)諧振器的傳輸線無耗，傳輸線θ2和傳輸線θ3的組成的閉合諧振器的端口矩陣為：

式（3）中：Y為50Ω阻抗線的導(dǎo)納；Z為其對應(yīng)的特性阻抗。

傳輸線的Y矩陣可以表示為：

由式（3）、（4）可以得出閉合環(huán)的端口矩陣為：

因此，閉合環(huán)的端口輸入阻抗為：

將式（8）代入式（1）中，令Zin=0，可得出奇模等效電路中1/4波長閉合環(huán)諧振器的諧振條件，如式（9）所示，半波長閉合環(huán)諧振器也應(yīng)滿足該諧振條件。

假設(shè)θ2=θ3，圖9給出了閉合環(huán)諧振器雜散頻率隨θ3的變化。由圖可知，隨著電長度θ3的增大，諧振器的雜散頻率不斷增加，而且速度明顯加大。該閉合環(huán)諧振器具有與傳統(tǒng)SIR諧振器相似的諧振特性，但是結(jié)構(gòu)更加簡潔，更加多樣化。將閉合環(huán)諧振結(jié)構(gòu)應(yīng)用于微帶巴倫的設(shè)計(jì)，可以使得巴倫結(jié)構(gòu)更為緊湊，更方便集成。

圖9　閉合環(huán)諧振器雜散頻率隨θ3的變化Fig.9 Change of the spurious frequency ratio of the closed loop resonator withθ3

1.2寬帶濾波巴倫性能參數(shù)分析

通過上述分析可知濾波巴倫的諧振頻率不僅取決于諧振器A、B的阻抗比，而且還與閉合環(huán)諧振器的電長度有關(guān)。采用Marchand巴倫理論設(shè)計(jì)方法，通過調(diào)節(jié)4個(gè)諧振器的電參數(shù)，同時(shí)優(yōu)化饋電位置，使得巴倫滿足工作條件。

為了實(shí)現(xiàn)較好的端口匹配，將端口1的阻抗設(shè)置為100 Ω，端口2和端口3的阻抗設(shè)置為50 Ω。此外，考慮到方便測試和與其他器件級聯(lián)，端口1已通過漸變線的方式從100 Ω匹配到50 Ω。

為了實(shí)現(xiàn)濾波巴倫的寬帶特性，需要對4個(gè)諧振器之間的耦合強(qiáng)度進(jìn)行調(diào)節(jié)。諧振器A、B通過縫隙S1進(jìn)行耦合，閉合環(huán)諧振器C、D通過S2進(jìn)行耦合，同時(shí)A與C、B與D之間通過基板上下耦合。底部的圓形縫隙主要是為了增加閉合環(huán)諧振器C、D之間的磁耦合。

借助三維電磁場仿真軟件HFSS對2.45 GHz濾波巴倫進(jìn)行三維建模分析，該濾波巴倫基板采用厚度為0.508mm的Rogers4003基板，介電常數(shù)為3.55，正切損耗為0.002 7。經(jīng)過優(yōu)化設(shè)計(jì)得到該濾波巴倫幾何尺 寸：W0=0.7，W1=W2=W3=1.8，WA1=2.5，LA1=5.0，WA2=0.5，LA2=5.0，WA3=2.5，LA3=9.0，WB1=3.2，LB1=5.0，WB2=0.5，LB2=6.0，WB3=3.2，LB3=9.0，S1=0.4，WC=WD=0.3，LC=LD=3.2，LB2=9.2，LC3=LD3=13.0，R=1.5，單位為mm。濾波巴倫的整體尺寸為 20mm×34mm，約合0.163λg×0.278λg，其中λg為中心頻率處的導(dǎo)波波長。

圖10分析了不同半徑的圓形縫隙對濾波巴倫性能的影響。從圖中可以看出當(dāng)R=1.0mm時(shí)，濾波巴倫帶寬較窄，隨著磁耦合圓形縫隙半徑增大，濾波巴倫帶寬不斷增大。但是當(dāng)R=2.0mm時(shí)，濾波巴倫的通帶內(nèi)回波損耗曲線較差，綜合帶寬和插損性能取R=1.5mm。

圖10　圓形縫隙對濾波巴倫頻率響應(yīng)的影響Fig.10 Influence of circular slot on the frequency response of the filtering balun

仿真結(jié)果可知：該濾波巴倫覆蓋2.01～2.95 GHz，相對帶寬為38.4%。端口2和端口3在通帶內(nèi)最大插入損耗為3.7dB，最差值比理論值多出0.7dB，在可接受的范圍內(nèi)。圖11給出了濾波巴倫的輸出相位，通過計(jì)算可得到不同頻點(diǎn)處的相位差，如圖12所示。

圖11　濾波巴倫的輸出相位Fig.11 Output phase of the filtering balun

圖12　端口2和端口3的相位差Fig.12 Phase difference between port 2 and port 3

從圖12可以得到端口2和端口3的相位差在整個(gè)通帶范圍內(nèi)為180°±5°，在允許的誤差范圍內(nèi)。綜上所述，所設(shè)計(jì)的2.45 GHz濾波巴倫具有38.4%的帶寬，既具有濾波特性，又具有巴倫特性。同時(shí)，該濾波巴倫尺寸較小，適合與微帶準(zhǔn)八木天線進(jìn)行集成。

2　基于濾波巴倫的端射濾波天線

巴倫、帶通濾波器和偶極子天線通常在無線通信系統(tǒng)中以級聯(lián)方式出現(xiàn)。不同器件級聯(lián)導(dǎo)致系統(tǒng)整體尺寸偏大，而且損耗較大，不利于小型化、高性能、集成化的發(fā)展趨勢。將濾波巴倫和準(zhǔn)八木天線進(jìn)行集成設(shè)計(jì)，通過調(diào)整微帶線的長度和寬度，在較寬的頻段內(nèi)保持良好的阻抗匹配。集成設(shè)計(jì)的端射濾波天線同時(shí)具有濾波和輻射功能。圖13給出了寬帶濾波天線的結(jié)構(gòu)，使用上一節(jié)設(shè)計(jì)的濾波巴倫代替?zhèn)鹘y(tǒng)的巴倫饋電結(jié)構(gòu)。巴倫輸出端口與偶極子之間采用長度為L1的饋線，偶極子和底面之間的間距d2理論上設(shè)置為1/4個(gè)波長，使得反射波經(jīng)過反射器后與輻射波相位一致。借助三維電磁場仿真軟件HFSS對2.45 GHz濾波端射天線進(jìn)行三維建模分析，該濾波巴倫基板采用厚度為0.508mm的Rogers4003基板，介電常數(shù)為3.55，正切損耗為0.002 7。經(jīng)過優(yōu)化設(shè)計(jì)得到該濾波巴倫幾何尺寸：Wd=5.0，Ld=30.0，Wr=12.0，Lr=25.0，d1=9.0，L1=20.3，d2=9.0，Wg=49.0，Lg=100.0，W0=0.7，W1=W2=W3=1.8，WA1=2.5，LA1=5.0，WA2=0.5，LA2=5.0，WA3=2.5，LA3=9.0，WB1=3.2，LB1=5.0，WB2=0.5，LB2=6.0，WB3=3.2，LB3=9.0，S1=0.4，WC=WD=0.3，LC=LD=3.2，LB2=9.2，LC3=LD3=13.0，R=1.5，單位為mm。

圖13　寬帶端射濾波天線結(jié)構(gòu)圖Fig.13 Structure of broadband endfire filtering antenna

由八木天線的理論可知，當(dāng)寄生單元的長度大于諧振長度時(shí)，寄生單元呈現(xiàn)電感性，起到反射器的作用。當(dāng)寄生單元的長度小于諧振長度時(shí)，寄生單元呈現(xiàn)電容性，起到引向器的作用。為了獲得最佳引向器的長度，分別對寄生單元的長度Ld，以及寄生單元與偶極子之間的間距d1進(jìn)行優(yōu)化。寄生單元的長度對濾波天線回波損耗的性能影響見圖14 a）。從圖中可知，隨著寄生單元的長度改變，濾波天線的阻抗匹配發(fā)生了變化，所以寄生單元在作為引向器的同時(shí)也起到阻抗變換作用。Ld=29mm時(shí)，通帶右邊邊緣選擇性不好，Ld=35mm時(shí)，最右邊的諧振點(diǎn)頻率減小導(dǎo)致通帶較窄。Ld=30mm時(shí)，通帶內(nèi)回波損耗曲線較深，且通帶較寬，故選取Ld=30mm作為寄生單元的長度。圖14 b）給出了不同間距d1對濾波天線性能的影響。從圖中可看出隨著寄生單元和偶極子之間間距的增加，即d1由5～11mm的變化過程中，濾波天線在通帶內(nèi)阻抗匹配越來越好，但是d1=11mm時(shí)，最左邊的諧振點(diǎn)頻率增大導(dǎo)致濾波天線帶寬變小。綜合帶寬與帶內(nèi)特性，選擇寄生單元和偶極子間距為9mm。

圖14　寄生單元和間距對濾波天線反射系數(shù)的影響Fig.14 Influence of parasitic elements and spacing on the reflection coefficient of filtering antenna

因?yàn)闉V波巴倫的饋電方式采用的是抽頭饋電，所以饋電點(diǎn)的位置會影響Q值的大小，從而影響濾波天線的輻射性能。圖15 a）描述了不同位置的饋電點(diǎn)對濾波天線反射系數(shù)曲線的影響。由圖可知在LA=7mm時(shí)，曲線兩邊的邊緣選擇性最好，且通帶內(nèi)回波損耗曲線較深，同時(shí)滿足濾波和輻射的要求。

介質(zhì)板的介電常數(shù)和厚度確定后，微帶線寬度決定特定頻率微帶線的阻抗。分析連接天線和寬帶濾波巴倫的微帶線寬度Wy對寬帶濾波天線回波損耗的影響。計(jì)算介電常數(shù)3.55，厚度1mm，頻率2.45 GHz下的50 Ω阻抗線線寬為2.26mm；對Wy優(yōu)化分析，由圖15 b）可以看出，不同寬度的微帶線對濾波天線S參數(shù)影響較大，綜合帶寬和邊緣選擇特性，最后選取3mm作為連接天線和寬帶濾波巴倫的微帶線寬度。

圖15　饋電點(diǎn)和連接線寬度對反射系數(shù)的影響Fig.15 Influence of feed point and connecting line width on reflection coefficient

圖16對濾波八木天線和傳統(tǒng)八木天線的反射曲線進(jìn)行對比。從圖16可以看出，本論文提出的濾波八木天線具有較好的帶外抑制，所設(shè)計(jì)的濾波天線覆蓋1.9～2.9 GHz，通帶相對帶寬可以達(dá)到40%。仿真結(jié)果顯示濾波天線具有良好的帶外抑制特性及較好的通帶內(nèi)發(fā)射特性。

圖16　濾波天線和準(zhǔn)八木天線反射系數(shù)曲線對比Fig.16 Comparison of the reflection coefficient curve between the filtering antenna and the quasi-yagi antenna

圖17為濾波天線在2～3 GHz間部分頻點(diǎn)的增益和前后比仿真?？梢姡炀€在較寬的頻段內(nèi)有較高增益，且增益變化比較平緩，大致為3.5～5dB，能進(jìn)行有效的接收和發(fā)射信號。前后比代表了天線朝一定方向輻射的能力，對該天線講前后比越大定向性越強(qiáng)。該濾波天線前后比好于18dB，有良好的端射特性。天線在特定頻率下的電場分布圖可表示出天線的輻射特性，圖18為濾波天線在不同頻率處的電場分布。

圖17　濾波天線的增益和前后比仿真圖Fig.17 Simulation result of the gain and the front-back ratio of the filtering antenna

圖18a）為濾波天線在1 GHz處的電場分布。此時(shí)，由于1 GHz在濾波巴倫的通帶外，電場分布主要集中在諧振器中，通往天線的電流路徑被阻隔，導(dǎo)致天線無法在該頻點(diǎn)輻射。圖18 b）為濾波天線在中心頻率2.45 GHz處的電場分布。可以看出電場在整個(gè)輻射體中分布較均勻，電流通過濾波巴倫對偶極子進(jìn)行饋電。綜上可以得出，所設(shè)計(jì)的濾波天線在較寬頻帶內(nèi)有良好的輻射特性，而對帶外抑制較明顯。

圖18　濾波天線在不同頻率處的電場分布對比Fig.18 Electric field distribution of the filtering antenna at different frequencies

圖19給出了2個(gè)不同頻點(diǎn)的方向圖，實(shí)線代表主極化曲線，虛線代表交叉極化曲線。從圖19可看出兩個(gè)頻點(diǎn)的方向圖形狀相似，這表明該寬帶濾波天線在較寬的頻帶內(nèi)可以保持較好的方向性，即朝Y軸方向輻射，保持了典型端射天線特性。此外，在不改變傳統(tǒng)準(zhǔn)八木天線輻射特性的同時(shí)，可以將交叉極化抑制到-25dB以下，大大減小了外界噪聲的干擾，提高天線的抗干擾性能。從上述分析可以看出，該濾波天線較傳統(tǒng)天線除了通帶邊緣陡峭、較好的帶外抑制特性之外，同時(shí)還具有較好的輻射特性。

圖19　濾波天線的仿真方向圖Fig.19 Simulation pattern of the filtering antenna

3　端射濾波天線加工與測試

濾波天線實(shí)物加工圖如圖20所示，采用Rogers 4003基板，介電常數(shù)為3.55。濾波天線的整體尺寸為88mm×10mm。使用Agilent公司生產(chǎn)的型號為E8363B的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對該濾波天線樣品進(jìn)行測試，仿真和測試的反射系數(shù)曲線對比圖如圖21所示。

圖20　濾波天線實(shí)物加工圖Fig.20 Photograph of the fabricated filtering antenna

圖21　濾波天線反射系數(shù)仿真和測試對比圖Fig.21 Comparison of simulated and measured results of the reflection coefficient of the filtering antenna

由圖21可知，仿真和測試結(jié)果顯示出較好的一致性，測試曲線覆蓋2～2.99 GHz，濾波天線阻抗帶寬為990 MHz，與實(shí)際仿真的阻抗帶寬相差10 MHz。同時(shí)，可看出測試結(jié)果與仿真結(jié)果相比整體向右偏移，這是由于該結(jié)構(gòu)采用雙層板，在加工工藝和測試過程中存在誤差導(dǎo)致的。測試結(jié)果表明濾波天線通帶兩側(cè)邊緣十分陡峭，同時(shí)具有良好的帶外抑制特性。

圖22給出了2.5 GHz和2.7 GHz處的測量方向圖，與圖19對比可知，測量結(jié)果與仿真結(jié)果大體一致。由于測量環(huán)境的影響，電磁波在自由空間傳輸存在損耗，墻壁和地面也會產(chǎn)生反射波，因此測量結(jié)果不夠精確。

4　結(jié)論

本文提出一款基于寬帶濾波巴倫的端射濾波天線。通過采用閉合環(huán)諧振器設(shè)計(jì)一款結(jié)構(gòu)緊湊的多層寬帶濾波巴倫，并將寬帶濾波巴倫和準(zhǔn)八木天線進(jìn)行集成，設(shè)計(jì)一款中心頻率2.5 GHz的端射濾波天線。該濾波天線具有頻率帶寬較寬、頻率邊緣選擇性高、帶外抑制好、結(jié)構(gòu)緊湊等特點(diǎn)。

［1］JONG HOON L，KIDERA N，et al.V-band integrated filter and antenna for LTCC front-end modules［C］//IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest，San Francisco，CA，2006：978-981.

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An Endfire Filtering Antenna Based on Wideband Filter Balun

ZHOU Yanyan1，DING Bo2
（1.China Airborne Missile Academy，Luoyang Henan 471000，China；2.University of Electronic Science and Technology of China，Chengdu 611731，China）

The endfire antenna whose radiation direction is consistent with the array-axis has good radiation characteristics and usually be used in military radar systems to solve the“blind spot”problem.The matching circuit between endfire antenna and filter may result in more loss and larger circuit size.The endfire filtering antenna not only has the function of radiation and impedance matching，but also has the function of filtering and balance conversion.Meanwhile，the circuit size can be reduced to make the system more compact.In this paper，a multilayer wideband Balun was designed based on the closed loop resonator and an endfire filtering antenna with 2.5GHz center frequency was designed by integrating the wideband Balun and quasi-yagi antenna.This endfire filtering antenna had the advantages of wide bandwidth，good selectivity and compact structure.

filtering antenna；endfire；filter Balun；resonator；quasi-yagi antenna

TN925

A

1673-1522（2016）04-0442-09

10.7682/j.issn.1673-1522.2016.04.007

2016-04-23；

2016-06-12

周彥（1982-），女，工程師，大學(xué)。