史永勝，李曉明，高丹陽

（1.陜西科技大學理學院，西安710021；2.陜西科技大學電氣與信息工程學院，西安710021）

數(shù)字控制LLC諧振全橋變換器的應(yīng)用設(shè)計*

史永勝1*，李曉明2，高丹陽2

（1.陜西科技大學理學院，西安710021；2.陜西科技大學電氣與信息工程學院，西安710021）

針對模擬電源效率較低的現(xiàn)狀，提出一種基于DSP的數(shù)字電源方案。在對LLC諧振全橋變換器工作原理簡單分析的基礎(chǔ)上，采用DSP TMS320F28335設(shè)計了一款輸入為DC 300 V～400 V，輸出為DC 48 V/12 A的原理樣機。利用Saber仿真軟件對其進行仿真與調(diào)試，仿真結(jié)果與實驗數(shù)據(jù)表明，本文設(shè)計的LLC全橋諧振變換器能夠在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)初級零電壓開通（ZCS）以及次級零電流關(guān)斷（ZVS），輸出電壓紋波小于±0.5%，效率達到95%以上，滿足設(shè)計要求。結(jié)論表明，LLC諧振變換器符合電源高功率密度、高效率的發(fā)展要求。

數(shù)字電源；LLC諧振；數(shù)字信號處理器；高效率

目前，開關(guān)電源高頻化、高效率以及高功率密度的發(fā)展要求被不斷沖擊，拓撲的出現(xiàn)更是層出不窮。傳統(tǒng)的硬開關(guān)技術(shù)，使得變換器效率很低，同時也給電磁兼容帶來了不可避免的麻煩［1］。在大功率二次電源中，全橋LLC諧振器具備低應(yīng)力，高效率，開關(guān)損耗小等優(yōu)點。同時能夠?qū)崿F(xiàn)全負載范圍內(nèi)原邊開關(guān)管的零電壓開通（ZVS），副邊整流二極管的零電流關(guān)斷（ZCS）［2-3］。

數(shù)字控制技術(shù)是通過程序編寫實現(xiàn)控制方案，這種控制技術(shù)將會是電源控制技術(shù)的發(fā)展趨勢［4-6］。

基于此，這里采用DSP TMS320F28335設(shè)計了一臺輸入為DC300-400V，輸出為DC48V/12A的原理樣機，并通過Saber仿真［8-9］，對試驗結(jié)果進行分析驗證。

1　LLC諧振全橋變換器的基本工作原理

圖1為LLC諧振全橋變換器的主電路拓撲。該電路諧振腔包括：勵磁電感Lm、諧振電感Lr、諧振電容Cr。

這里我們定義Lr、Cr為第一諧振頻率［10］：

由Lr、Cr和Lm組成第二諧振頻率為：

這里我們令fs為諧振變換器的工作頻率。

圖1　LLC諧振全橋變換器主電路拓撲

LLC諧振全橋變換器通過改變開關(guān)頻率（PFM）來調(diào)節(jié)輸出能量的大小保證輸出電壓的穩(wěn)定。大量文獻都把LLC諧振變換器分為3種工作模式。當fs＞f1時，其工作狀態(tài)類似于串聯(lián)諧振（SRC）；當fs=f1時，該狀態(tài)可以認為是f1＞fs＞f2的一種特殊情況，此時的勵磁電感Lm不參與諧振，端電壓被鉗位，實現(xiàn)整流二極管ZCS關(guān)斷。當f1＞fs＞f2時，電路工作能夠?qū)崿F(xiàn)全負載范圍內(nèi)ZVS以及ZCS，從而得到較高的效率。圖2為LLC諧振全橋變換器電路在第3種模式工作的主要波形。

圖2　LLC諧振全橋變換器電路的主要波形

2　LLC諧振全橋變換器設(shè)計

只有對諧振腔內(nèi)部參數(shù)進行合理的優(yōu)化才能夠保證變換器實現(xiàn)開關(guān)管ZVS和整流二極管ZCS。

本文參數(shù)設(shè)定：Uin=300 V～400 V（其中Umin= 234 V、Umax=396 V）；Uout=48 V；Iout=12 A；fs=100 kHz；整流二極管導(dǎo)通壓降Uf=1.5 V。

2.1主電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

（1）計算變壓器變比為：

根據(jù)實際情況，這里取N為9。

（2）計算最大、最小輸入電壓時增益Mmin、Mmax。

（3）計算K、Q、Cr、Lr、Lm為：

首先對K值進行選取，電路的最大增益與K值的選取成反比，若不斷增大K值，將會導(dǎo)致輸出電壓不穩(wěn)定，工頻范圍變寬，間接損害磁性元件等影響。反之，如果K值選取過小，Lm也將減小，損耗勵磁電感。綜上所示，對于K值的選取不能過大也不能過小，一般來說選擇2.5～6.0之間為宜，本文取K值等于4。

這里?。篞=（90-95）%［Qmax1、Qmax2］min=0.3。

這里的主變壓器我們選用EE50磁芯，初級功率管選用SPP20N60C，次級整流管選用MUR3020PT快速恢復(fù)二極管，輸出濾波電容考慮到體積和成本，我們選用2個100 μF/50 V小容量的電解電容并聯(lián)而成，減小了輸出電壓的紋波［11］。

2.2基于DSP的硬件電路設(shè)計

如圖3基于DSP控制的LLC諧振全橋變換器結(jié)構(gòu)圖，主要由以下幾個部分組成：LLC諧振全橋變換器，高頻變壓器，整流電路，濾波電路，負載，采樣電路，控制電路，驅(qū)動電路等。

本文采用的DSP芯片是研旭公司的TMS320F28335，相比于傳統(tǒng)的TMS320F2812，TMS320F28335不僅成本低性能高而且具有ePWM模塊，ePWM模塊的集成度非常高，是我們應(yīng)用DSP進行實時控制的重要部分。

通過霍爾采樣電路和AD轉(zhuǎn)換器將Ip、I0、U0采樣后送入TMS320F28335中。其中DSP內(nèi)部的INA1、INA3、INA5端口分別對應(yīng)Ip、U0和I0。DSP通過驅(qū)動電路來驅(qū)動主功率的4個MOS管保證輸出的穩(wěn)定。其內(nèi)部的ePWM1、ePWM2端口輸出死區(qū)時間500 ns的驅(qū)動信號，并實時調(diào)節(jié)開關(guān)頻率的大小。采用雙環(huán)控制方法，通過對不同時間段的電流電壓進行采樣，LLC諧振全橋電路能夠根據(jù)反饋量自動調(diào)節(jié)開關(guān)頻率使其工作于諧振頻率附近。使得LLC諧振全橋電路在寬負載范圍內(nèi)提高了效率。

圖3　基于DSP控制的LLC諧振全橋變換器結(jié)構(gòu)圖

2.2.1驅(qū)動電路

驅(qū)動電路性能的高低在LLC諧振全橋變換器中直接影響系統(tǒng)整機效率和穩(wěn)定性。驅(qū)動MOS管的電壓是由數(shù)字芯片DSP產(chǎn)生。由于DSP28335所提供的PWM電壓遠遠小于MOS管的開啟電壓，且提供的電流不能夠驅(qū)動MOS管，由此可以看出驅(qū)動電路承上啟下的作用。這里同樣要注意的是：全橋變換電路中四個開關(guān)管驅(qū)動信號是不共地的。所以DSP輸出的信號必須經(jīng)過轉(zhuǎn)換，隔離后才能作為開關(guān)管的驅(qū)動信號。

2.2.2采樣電路

為了確保輸出電壓的恒定，通過采樣電路采樣輸出電壓電流和初級電流，并將其做為反饋信號送入DSP的AD口，從而形成內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，外環(huán)為電壓環(huán)的雙環(huán)控制系統(tǒng)。本文使用基于霍爾電壓和電流傳感器的采樣電路。

2.2.3保護電路

為了保證上電人員的人身安全以及元器件使用壽命，我們需要對電路進行輸入電壓過壓、欠壓保護和輸出過流保護。當輸入電壓過低或者輸出過流時，主電路可能進入容性區(qū)，導(dǎo)致ZVS的丟失，從而造成開關(guān)管損壞。當輸入電壓過高時，可能影響到主電路中的開關(guān)管承受過高的電壓，影響開關(guān)管使用壽命。

另外，在上電過程中，我們有必要在直流輸入電壓設(shè)備兩端并聯(lián)一個450 V/1 000 μF的大電容、高阻值的電阻以及2.15 A/250 V的保險管，確保輸入端的絕對安全。

2.3軟件部分設(shè)計

2.3.1數(shù)字控制整體流程

主程序和中斷響應(yīng)服務(wù)程序組成了系統(tǒng)的主要軟件部分。DSP芯片內(nèi)部具有兩個事件管理器。如圖4所示，主程序主要實現(xiàn)系統(tǒng)的初始化與設(shè)置，包括：常量設(shè)置，變量，I/O端口，中斷向量，A/D模塊，EPWM模塊中關(guān)鍵寄存器的設(shè)置。系統(tǒng)初始化后，循環(huán)等待中斷；系統(tǒng)的控制主要由A/D中斷響應(yīng)服務(wù)程序完成。在A/D中斷中調(diào)用PI調(diào)節(jié)程序完成控制量的計算與輸出量的更新。

圖4　主程序流程圖

2.3.2A/D中斷服務(wù)程序

A/D轉(zhuǎn)換的觸發(fā)方式有很多種，如：S/W、EPWM、外部中斷觸發(fā)、CPU時鐘源TIMES0/1/2、ADCINT1/2等。A/D中斷子程序是數(shù)字控制最重要的一環(huán)。本文采用的是ePWM周期中斷啟動A/D轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換完成后將產(chǎn)生A/D中斷，并執(zhí)行相應(yīng)的程序。在A/D中斷服務(wù)程序中，主要完成PID計算，其影響著整個系統(tǒng)的性能，圖5為中斷服務(wù)程序流程圖。

圖5　A/D中斷服務(wù)程序流程圖

2.3.3數(shù)字PI的實現(xiàn)

PID控制算法的時域控制規(guī)律為：

其中：Kp為控制器的比例系數(shù)；Ti為控制器的積分時間，也稱積分系數(shù)；Td為控制器的微分時間，也稱微分系數(shù)；e（t）為PID控制器的輸入；u（t）為PID控制器的輸出。

對其做拉普拉斯變換，可得到PID控制的S域傳遞函數(shù)有：

令Ki=KpT/Ti，KD=KpT/T，則有

首先我們需要將模擬PID算法進行離散化處理，通過采樣點的偏差來計算控制量。這里設(shè)采樣周期為10 μs，差分方程為：

其中，e（n）為采樣誤差，e（n）=Vf-Vref，Vf為電壓采樣值，Vref為電壓給定參考值。因為DSP28335是通過改變周期寄存器中的值來改變頻率，此處的u（n）為周期寄存器的值。

PI調(diào)節(jié)器的算法流程如圖6。判斷u（n）時，先判斷u（n-1）是否已經(jīng)超出限制范圍，若u（n-1）> umax則只積累負偏差；如果u（n）＜umin則積累正偏差。通過這種改進PI算法來確保變換器穩(wěn)定工作。

圖6　算法流程圖

3　實驗仿真與分析

在Saber模型庫中選取相對應(yīng)的模型對整體電路進行搭建［12］。為了驗證本設(shè)計具有高效率的特性。本文研制了一臺基于DSP TMS320F28335的全橋LLC諧振變換器樣機，設(shè)計參數(shù)如下：

輸入電壓：Vin=300 V DC～400 V DC；輸出額定功率：Po=576 W；輸出直流電壓：Vo=48 V DC；輸出直流電流：Io=12 A；輸出電壓紋波：<±0.5%；效率：不低于95%；工作頻率：fS=100 kHz。

用Saber對第3種工作模式（f1＞fs＞f2）進行仿真，得到電路的主要工作波形如圖7所示。圖7為滿載時MOS管柵極驅(qū)動信號、漏源極電壓、勵磁電流（實線）和諧振電流（虛線）的波形。從圖中可以看出，MOS管實現(xiàn)了零電壓開關(guān)。

在一個工作周期內(nèi)可分為8個工作模態(tài)，由于前4個模態(tài)與后4個模態(tài)機理一致，故圖中僅標注了四個階段，以下對其進行簡單的分析：

當t=t0時：開關(guān)管Q1與Q3實現(xiàn)ZVS，變壓器原邊承受正向電壓，整流二極管DR1開通。勵磁電感端電壓鉗位在nVo，不參與諧振過程，勵磁電感電流im呈直線上升，諧振電流ir以正弦的形式升高，輸入電壓通過整流二極管DR1向負載傳遞能量。

當t=t1時：ir等于im，Lm上的電壓不再被鉗位。此刻Lm參與諧振。由于Lm＞＞Lr，因此諧振周期變長，可認為在這段時間內(nèi)的電流ir基本保持不變。

當t=t2時：Q1與Q3關(guān)斷，諧振電流ir對Q1及Q3的結(jié)電容開始充電，而Q2及Q4的結(jié)電容開始放電；

當t=t3時：Q1與Q3的漏源電壓Vds1和Vds3上升到輸入電壓Vin，Q2與Q4的漏源電壓Vds2、Vds4下降到零，為Q2及Q4的零電壓開通準備條件。電流ir以正弦形式變化，勵磁電流im呈直線變化，變壓器副邊的DR2導(dǎo)通。由于在此階段中，勵磁電感上的電壓此時再次被輸出鉗位，所以，參與諧振的僅有電感Lr和電容Cr。

圖7　Saber仿真LLC諧振全橋變換器電路的波形

如圖8所示，輸出電壓的仿真結(jié)果為48.4 V，輸出電壓紋波小于±0.5%，達到了設(shè)計要求。

圖8　輸出電壓波形

4　實驗結(jié)果

圖9為基于DSP控制的LLC諧振全橋變換器的實物圖，其包括主電路，DSP TMS320F28335和基于霍爾傳感器的采樣電路。將其與控制電路、驅(qū)動電路依次連接，并進行上電測試。

圖9　全橋LLC諧振變換器實物圖

由圖10可以看出，MOS管關(guān)斷時，其漏源電壓緩慢上升，MOS管開通時，其漏源電壓降為零，實現(xiàn)了ZVS。但圖中可以看出，漏源極電壓波形存在震蕩。震蕩的原因：其一和變壓器的寄生參數(shù)有關(guān)，漏感的影響很大，其二和PI參數(shù)有關(guān)。后續(xù)工作中，我們可以通過更換一個內(nèi)阻比較小的開關(guān)管來緩解此問題，但是無形中成本壓力增加。也可以在開關(guān)管驅(qū)動電路上加一個反向的開關(guān)二極管來緩解。

這里我們給出上電測試后的輸出電壓紋波。由圖11可知輸出電壓紋波小于±0.5%，滿足設(shè)計要求。

圖10　MOS管柵極驅(qū)動信號和漏源極電壓波形

圖11　輸出紋波U0

當變換器工作在f1＞fs＞f2的頻率范圍內(nèi)時，其實際工作效率隨著輸入電壓的不斷增加而增加；直至變換器的輸入電壓超過380V時，效率開始下降。其原因是變換器工作的諧振頻率點超過了f1的頻率，此時的副邊二極管存在反向恢復(fù)問題，使得損耗增加，效率降低。綜上所述，當輸入電壓工作在380V±0.5%附近時，效率達到最高，此時的工作頻率理論上等于f1，圖12為不同輸入電壓時效率的測試數(shù)據(jù)圖。

圖12　不同輸入電壓時效率的測試數(shù)據(jù)圖

5　結(jié)論

本文介紹了LLC諧振全橋變換器的工作原理，采用DSP TMS320F28335設(shè)計了一款輸入為DC 300 V～400 V，輸出為DC 48 V/12 A的實驗樣機。實驗結(jié)果表明，該拓撲結(jié)構(gòu)具備低應(yīng)力，高效率，開關(guān)損耗小等優(yōu)點。在控制方面用DSP代替之前的控制芯片（MC33067），使得效率達到95%以上，很好的驗證了開關(guān)電源高功率密度和高效率的特點［13-14］。

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史永勝（1964-），男，漢族，陜西西安人，教授，主要研究方向為光電器件與電源技術(shù)，shiys@sust.edu.cn；

李曉明（1991-），男，漢族，陜西西安人，陜西科技大學電氣與信息工程學院在讀碩士，研究方向為電力電子與電力傳動技術(shù)，346107665@qq.com。

Application Design of LLC Resonant Full-Bridge Converter Based on Digital Control*

SHI Yongsheng1*，LI Xiaoming2，GAO Danyang2
（1.College of Science，Shaanxi University of Science&Technology，Xi'an 710021，China；2.College of Electrical and Information Engineering，Shaanxi University of Science&Technology，Xi'an 710021，China）

In order to improve the efficiency of analog switching power supply，the design of digital power based on DSP is proposed.This paper analyzes the theory of LLC resonant converter that takes the full-bridge as the main circuit.A program for the full-bridge converter based on DSP TMS320F28335 is introduced.Finally a prototype of 300 V～400 V input，48 V/12 A output was fabricated and tested.Saber software has been used to simulate and debug the full-bridge LLC resonate convertes in the design proceeding.The design of digital control and software system are given.ZCS and ZVS can be maintained in full load.The output ripple is less than 0.5%，efficiency is more than 95%，both of them achieve the design requirements.The result proved that the Full-bridge LLC resonant converter confirms the development trend of the power supply with the higher power density and efficiency.

digital power；LLC resonant；DSP；high efficiency

TM461

A

1005-9490（2016）02-0298-07

EEACC：1230B；1290B10.3969/j.issn.1005-9490.2016.02.012

項目來源：國家自然科學基金青年項目（51102159）；陜西科技大學博士專項基金項目（BJ08-07）

2015-04-29修改日期：2015-06-04