於靜，莫修權(quán)，徐楠

(中國礦業(yè)大學(xué) 信息與電氣工程學(xué)院，江蘇 徐州　221008)

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礦山高壓三電平ANPC變頻器預(yù)測控制研究

於靜，莫修權(quán)，徐楠

(中國礦業(yè)大學(xué) 信息與電氣工程學(xué)院，江蘇 徐州221008)

提出了一種基于模型預(yù)測控制的礦山高壓三電平ANPC變頻器預(yù)測控制方案。該方案采用電流預(yù)測控制實(shí)現(xiàn)三電平有源中點(diǎn)鉗位型高動(dòng)態(tài)性能及單位功率因數(shù)控制，根據(jù)開關(guān)器件損耗選取與電壓矢量唯一對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)。針對控制過程計(jì)算量大的問題，提出對系統(tǒng)進(jìn)行延時(shí)補(bǔ)償控制。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用所提控制方案的三電平有源中點(diǎn)鉗位型整流器動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，具有良好的靜、動(dòng)態(tài)特性。

變頻器預(yù)測控制；有源中點(diǎn)鉗位型；模型預(yù)測控制；延時(shí)補(bǔ)償

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0　引言

隨著現(xiàn)代工業(yè)發(fā)展對電能需求的日益增長與非可再生能源的日益枯竭，需要對能源進(jìn)行更為有效的利用。常規(guī)不控整流電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)器不能實(shí)現(xiàn)能量回饋，也不能實(shí)現(xiàn)電動(dòng)機(jī)的四象限運(yùn)行，而且會(huì)向電網(wǎng)注入大量諧波和無功功率，造成嚴(yán)重的電網(wǎng)污染。為實(shí)現(xiàn)礦山節(jié)能減排，變頻調(diào)速技術(shù)被廣泛應(yīng)用在電動(dòng)機(jī)調(diào)速領(lǐng)域。6/10 kV礦用變頻器是煤礦生產(chǎn)中最重要的調(diào)速控制設(shè)備，其變頻效果直接關(guān)系到礦山機(jī)械的運(yùn)行效率。

電壓型PWM變頻器因能夠?qū)崿F(xiàn)能量雙向流動(dòng)、功率因數(shù)高、諧波電流低等優(yōu)點(diǎn)得到越來越多的應(yīng)用。三電平中點(diǎn)鉗位型(Neutral Point Clamped,NPC)整流器因輸出電壓低、容量小等優(yōu)越性能，在中高壓大功率變頻調(diào)速領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[1]。但NPC三電平整流器存在功率器件損耗不平衡的問題，很大程度上限制了整流器容量和功率器件開關(guān)頻率的提升[2]。針對NPC三電平整流器這一缺點(diǎn)，BRUCKNER T[3-4]提出三電平有源中點(diǎn)鉗位型(Active Neutral Point Clamped，ANPC)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用開關(guān)功率器件取代三電平NPC拓?fù)渲械你Q位二極管，解決了損耗不平衡問題，提高了變換器功率處理能力和可靠性。在相同功率器件下，ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的功率處理能力比NPC高20%[5]。PWM整流器控制策略多采用雙閉環(huán)PI控制，但在控制過程中存在穩(wěn)定性和快速性相互制約的問題。目前關(guān)于ANPC的研究主要集中于通過改變調(diào)制方式來調(diào)節(jié)損耗平衡。在常規(guī)PI控制下，參考文獻(xiàn)[6]提出在總損耗不變的情況下，根據(jù)調(diào)制比確定2種PWM方式的作用時(shí)間，實(shí)現(xiàn)各功率器件之間的損耗均勻分布。參考文獻(xiàn)[7]提出了一種結(jié)溫平衡控制方法，通過計(jì)算2種PWM方式下功率器件的結(jié)溫來選擇合適的PWM方式，該方法能夠平衡功率器件結(jié)溫，但在線計(jì)算量大，不利于數(shù)字控制的實(shí)現(xiàn)。

模型預(yù)測控制作為一種基于模型的控制策略，具有控制方法易理解、易使用于非線性模型、控制器易實(shí)現(xiàn)等優(yōu)勢,已經(jīng)被廣泛應(yīng)用在電源變換器設(shè)備中[8-9]。參考文獻(xiàn)[10]對電流環(huán)采用預(yù)測控制方法取代PI控制，有效地提高了電流響應(yīng)速度及系統(tǒng)魯棒性。參考文獻(xiàn)[11]對系統(tǒng)進(jìn)行延時(shí)補(bǔ)償，解決了預(yù)測控制計(jì)算量大導(dǎo)致的延時(shí)問題。參考文獻(xiàn)[12]提出電壓預(yù)測控制方法，解決了電流預(yù)測控制計(jì)算量大的問題。

本文提出了一種基于模型預(yù)測控制的礦山高壓三電平ANPC變頻器預(yù)測控制方案。該控制方案將模型預(yù)測控制理論應(yīng)用到電流環(huán)控制設(shè)計(jì)中，使得三電平ANPC變頻器可以實(shí)現(xiàn)高性能的動(dòng)靜態(tài)特性、零電平最小損耗及單位功率因數(shù)控制，便于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)。另外，對系統(tǒng)進(jìn)行了延時(shí)補(bǔ)償，提高了變頻器控制性能。

1　ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與器件損耗分析

1.1ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.2損耗計(jì)算

根據(jù)功率器件的開關(guān)暫態(tài)過程，建立器件損耗模型[13]。由于功率器件導(dǎo)通時(shí)存在飽和壓降和導(dǎo)通電阻，所以會(huì)產(chǎn)生導(dǎo)通損耗Pcon：

(1)

式中：v和r分別為器件壓降和導(dǎo)通電阻；I為流過功率器件的瞬時(shí)電流值。

功率器件在開通或關(guān)斷過程中會(huì)產(chǎn)生開通或關(guān)斷損耗?？焖倩謴?fù)二極管開通過程中的損耗很小，可忽略不計(jì)，在關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生反向恢復(fù)損耗。在特定的測試條件下，開關(guān)損耗Eswitch可表示為

圖1　ANPC三電平整流器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

電平狀態(tài)Sa1Sa2Sa3Sa4Sa5Sa6P110001OU1010010OU2010110OL1001001OL2101001N001110

[1-Kswitch(125 °C-Tvj)]

(2)

式中：Aswitch，Bswitch，Cswitch為器件開通或關(guān)斷損耗隨電流變化的二次擬合曲線系數(shù)；Uce為功率器件實(shí)際承受的電壓；Ubase為功率器件在特定測試條件下的測試電壓；Dswitch為器件開通或關(guān)斷時(shí)測試電壓的修正系數(shù)；Kswitch為器件開通或關(guān)斷時(shí)的溫度修正系數(shù)；Tvj為當(dāng)前功率器件結(jié)溫。

2　模型預(yù)測控制

模型預(yù)測控制是一種最優(yōu)化控制方法，可建立給定電流與實(shí)際電流的目標(biāo)函數(shù)，通過在線滾動(dòng)優(yōu)化來選取最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)。模型預(yù)測基于α-β坐標(biāo)系進(jìn)行控制，消除了d-q軸電流耦合。整個(gè)控制系統(tǒng)主要包括電流預(yù)測、直流側(cè)電容電壓預(yù)測、零開關(guān)狀態(tài)選取、延時(shí)補(bǔ)償和滾動(dòng)優(yōu)化等部分。預(yù)測控制結(jié)構(gòu)如圖2所示。

2.1預(yù)測控制模型

2.1.1電流預(yù)測模型

在兩相靜止α-β坐標(biāo)系下，用狀態(tài)方程表示的整流器動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型為

(3)

圖2　預(yù)測控制結(jié)構(gòu)

式中：ix為網(wǎng)側(cè)電流；t為時(shí)間；R,L分別為網(wǎng)側(cè)等效電阻、電感；ex為網(wǎng)側(cè)輸入電壓；vx為整流器輸出電壓;下標(biāo)x=α表示α軸分量,x=β表示β軸分量。

采用前向歐拉法對式(3)進(jìn)行離散化，建立離散時(shí)間電流預(yù)測模型:

自二十一世紀(jì)以來，甘肅省以提高種子質(zhì)量檢驗(yàn)人員素質(zhì)作為重點(diǎn)，舉辦技術(shù)培訓(xùn)班數(shù)次，累計(jì)培訓(xùn)相關(guān)骨干兩千人左右。極大程度地充實(shí)了檢驗(yàn)人員團(tuán)隊(duì)，當(dāng)頒布農(nóng)作物種子檢驗(yàn)考核制度后，甘肅省大約有兩百人左右，獲得檢驗(yàn)員資格證書，大約有九百人左右獲得種子質(zhì)量檢驗(yàn)人員證書。同時(shí)針對馬鈴薯脫毒檢測的特殊性，實(shí)行有效的結(jié)合方式，重點(diǎn)培訓(xùn)田間檢驗(yàn)和室內(nèi)病毒檢測等，從而快速掌握技術(shù)要求和檢測措施，讓全省種子檢測人員的能力和水平得到提升。

(4)

2.1.2直流側(cè)電容電壓預(yù)測模型

在直流側(cè)，電容電壓用狀態(tài)方程可以表述成

(5)

式中：ic1，ic2是流過電容C1,C2的電流值，其值與整流器的輸出開關(guān)狀態(tài)有關(guān)；Vdc1,Vdc2是電容C1,C2端電壓值。

采用前向歐拉法將式(5)進(jìn)行離散化，推導(dǎo)出直流側(cè)電容電壓離散方程:

(6)

2.1.3損耗預(yù)測模型

在ANPC中P電平或N電平對應(yīng)唯一的開關(guān)狀態(tài)，O電平狀態(tài)對應(yīng)4種冗余開關(guān)狀態(tài)，因此無法選取電壓矢量對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)。分析在P→O電平情況下功率器件的開關(guān)、導(dǎo)通損耗情況，結(jié)果見表2。從表2可知，零電平下不同的零開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的器件損耗分布不同。通過合理分配零開關(guān)狀態(tài)，可以實(shí)現(xiàn)功率器件損耗均衡。通過損耗預(yù)測模型和最小化目標(biāo)函數(shù)，可以將基本電壓矢量轉(zhuǎn)換為唯一對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)。

表2　P→O方式下的a相器件損耗分布

為降低功率器件總損耗，使損耗均衡分布，零電平單相目標(biāo)函數(shù)J可表示為

(7)

目標(biāo)函數(shù)J的第1部分表示功率器件平均損耗，第2部分表示每個(gè)器件損耗與平均損耗的方差。

根據(jù)功率器件的導(dǎo)通、開關(guān)損耗數(shù)學(xué)模型，建立4種零開關(guān)狀態(tài)下功率器件損耗預(yù)測模型：

(8)

(AswitchI2(k+1)+BswitchI(k+1)+Cswitch)

(9)

(10)

式中:I(k+1)為第k+1采樣周期流過功率器件的瞬時(shí)電流值。

通過損耗預(yù)測模型和目標(biāo)函數(shù)，可求得下一采樣周期零電平所對應(yīng)的零開關(guān)狀態(tài)。

2.2延時(shí)補(bǔ)償

進(jìn)行模型預(yù)測控制數(shù)字化時(shí)，不能忽略在線計(jì)算所耗時(shí)間，當(dāng)前采樣周期輸出的開關(guān)狀態(tài)無法及時(shí)應(yīng)用于系統(tǒng)，從而產(chǎn)生控制延時(shí)，導(dǎo)致系統(tǒng)的控制性能降低，電流諧波含量變大。

對電流預(yù)測控制和損耗預(yù)測控制采用二次補(bǔ)償方法，求第k+1次最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)。在第k+1采樣周期開始時(shí)刻應(yīng)用該方法，解決了由于計(jì)算導(dǎo)致的時(shí)間延遲。

第k+2采樣時(shí)刻電流預(yù)測值為

(11)

第k+2采樣時(shí)刻損耗預(yù)測值為

(12)

2.3滾動(dòng)優(yōu)化

滾動(dòng)優(yōu)化的目的是使實(shí)際電流較好地跟蹤給定電流。在一個(gè)采樣周期內(nèi)，獲取實(shí)際電流和給定電流，利用預(yù)測模型對27種基本電壓矢量進(jìn)行電流預(yù)測，通過損耗預(yù)測模型及損耗預(yù)測價(jià)值函數(shù)選擇27種基本電壓矢量對應(yīng)開關(guān)狀態(tài)，再通過目標(biāo)函數(shù)進(jìn)行滾動(dòng)優(yōu)化，得到使動(dòng)態(tài)特性最優(yōu)的開關(guān)狀態(tài)。

電流環(huán)控制目標(biāo)是使k+2采樣時(shí)刻電流的預(yù)測值與電流給定值盡可能接近，同時(shí)盡可能降低中點(diǎn)電位波動(dòng)對直流側(cè)電流電壓不平衡的影響，建立目標(biāo)函數(shù):

(13)

3　仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證三電平ANPC變頻器預(yù)測控制方案的可行性，利用Simulink搭建仿真模型。仿真中整流器參數(shù)：網(wǎng)側(cè)電源線電壓為380 V，電網(wǎng)基波頻率為50 Hz，直流側(cè)給定電壓為500 V，交流側(cè)進(jìn)線電感為10 mH，交流進(jìn)線電感內(nèi)阻為0.3 Ω，直流側(cè)負(fù)載為100 Ω，直流側(cè)電容為2 200 μF。系統(tǒng)的采樣周期為200 μs，平均開關(guān)頻率為580 Hz。

當(dāng)系統(tǒng)運(yùn)行在穩(wěn)態(tài)時(shí)，預(yù)測控制下NPC和ANPC的a相器件的平均損耗功率Ploss如圖3所示。從圖3可以看出，在預(yù)測控制下，與NPC整流器相比，ANPC功率器件損耗降低,損耗分布更為均衡。

圖3　預(yù)測控制平均損耗功率

在相同工況下對傳統(tǒng)PI控制和預(yù)測控制進(jìn)行對比仿真。仿真中，在t=0.5 s時(shí)由不控整流進(jìn)入PWM整流。圖4為傳統(tǒng)PI控制下直流母線電壓Vdc及a相電壓ua、電流ia的仿真波形。由圖4(a)可知，由不控整流進(jìn)入PI控制，到達(dá)穩(wěn)態(tài)時(shí)調(diào)節(jié)時(shí)間為0.06 s，直流側(cè)電壓存在一定超調(diào)；圖5(b)為a相電壓、電流波形，電流調(diào)節(jié)時(shí)間為0.042 s。圖5為預(yù)測控制仿真波形。圖5(a)中由不控整流進(jìn)入預(yù)測控制時(shí)，直流母線電壓升高154.5 V，調(diào)節(jié)時(shí)間為0.02 s，直流側(cè)電壓幾乎不存在超調(diào)。由圖5(b)可見，在預(yù)測控制下，電壓、電流同相位，整流器可以工作在單位功率因數(shù)上，且電流的諧波含量較小，突變時(shí)電流經(jīng)過0.025 s達(dá)到穩(wěn)態(tài)。

(a) 直流母線電壓波形

(b) a相電壓、電流波形

(a) 直流母線電壓波形

(b) a相電壓、電流波形

圖6為直流母線電壓波形，給定電壓突變?yōu)?10 V時(shí)，圖6(a)中常規(guī)PI控制直流電壓存在超

調(diào)，而圖6(b)中預(yù)測控制突變時(shí)無超調(diào)且能夠快速達(dá)到穩(wěn)態(tài)。

(a) PI控制

(b) 預(yù)測控制

3.2實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證控制策略的可行性，搭建雙三電平ANPC實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)研究。實(shí)驗(yàn)主要參數(shù)與仿真參數(shù)相同。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)以TMS320F28335為主控芯片，選用IGBT作為主電路功率器件。在實(shí)驗(yàn)中，使用Fluke43B電能質(zhì)量分析儀采集直流側(cè)電壓、交流電流波形，對交流電流諧波畸變率進(jìn)行分析，實(shí)驗(yàn)波形如圖7所示。圖7(a)為直流側(cè)電壓實(shí)驗(yàn)波形，給定電壓突變510 V時(shí)，直流側(cè)電壓能夠快速響應(yīng)。由圖7(b)可知，在負(fù)載、給定電壓均未發(fā)生突變時(shí)，a相電流畸變率為3.1%，符合并網(wǎng)要求。圖7(c)為網(wǎng)側(cè)a相電壓電流波形，穩(wěn)態(tài)時(shí)電流波形近似正弦，電壓電流同相位，整流器工作在單位功率因數(shù)上。由圖7(d)可知，負(fù)載突變時(shí)，電流能夠快速響應(yīng)，且d，q軸電流無耦合，有效解決了PI控制中的電流耦合情況。

4　結(jié)語

研究了一種礦山高壓ANPC預(yù)測控制方案，通過仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果得出，采用預(yù)測控制的三電平ANPC整流器具有以下優(yōu)點(diǎn)：① 無需使用線性控制器和PWM控制模塊，計(jì)算較簡單，容易實(shí)現(xiàn)。② ANPC運(yùn)行損耗相對平衡，可以進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)礦用電力系統(tǒng)的節(jié)能減排。③ 動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，具有良好的靜、動(dòng)態(tài)特性，電流正弦度高。

(a) Vdc*突變直流側(cè)電壓波形

(b) 電流畸變率

(c) 網(wǎng)側(cè)電流、電壓波形

(d) 電流id，iq波形

[1]ABU-RUB H,HOLTZ J,RODRIGUEZ J,et al.Medium-voltage multilevel converters-state of the art,challenges,and requirements in industrial applications[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2010,57(8):2581-2596.

[2]景巍,譚國俊,葉宗彬.大功率三電平變頻器損耗計(jì)算及散熱分析[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),2011,26(2):134-140.

[3]SAYAGO J A,BERNET S,BRUCKNER T.Comparison of medium voltage IGBT-based 3L-ANPC-VSCs[C]//IEEE Annual Power Electronics Specialists Conference,2008.

[4]BRüCKNER T,BERNET S,GüLDNER H.The active NPC converter and its loss-balancing control [J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2005,52(3):855-868.

[5]RODRIGUEZ J,BERNET S,STEIMER P K,et al.A Survey on Neutral-Point-Clamped Inverters[J] .IEEE Transactions on Industrial Electronics,2010,57(7):2219-2230.

[6]潘延林.ANPC三電平有源電力濾波器研究[D].哈爾濱:哈爾濱工業(yè)大學(xué),2015.

[7]譚國俊,景巍.有源鉗位三電平變頻器及其結(jié)溫平衡控制[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),2012(2):97-102.

[8]周克敏,多伊爾,格洛弗,等.魯棒與最優(yōu)控制[M].北京:國防工業(yè)出版社,2006.

[9]KOURO S,CORTES P,VARGAS R,et al.Model predictive control-a simple and powerful method to control power converters [J].IEEE Transactions on Industrial Electronics 2009,56(6):1826-1838.

[10]馬宏偉,李永東,鄭澤東,等.電流環(huán)模型預(yù)測控制在PWM整流器中的應(yīng)用[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),2014,29(8):136-141.

[11]羅德榮,姬小豪,黃晟,等.電壓型PWM整流器模型預(yù)測直接功率控制[J].電網(wǎng)技術(shù),2014,38(11):3109-3114.

[12]王萌,施艷艷,沈明輝,等.三相電壓型整流器模型電壓預(yù)測控制[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),2015,30(16):49-55.

[13]CASSIMERE B,SUDHOFF S D,CASSIMERE B,et al.IGBT and PN junction diode loss modeling for system simulations[C]//IEEE International Conference on Electric Machines and Drives,San Antonio,TX,2005.

[14]SULTANA WR,SAHOO S K,KARTHIKEYAN S P,et al.Comparative analysis of model predictive control and PWM control techniques for VSI[C]//International Conference on Control,Instrumentation,Communication and Computational Technologies,Kanyakumari,2014.

[15]LI K,WAN J,GONG C,et al.An improved predictive current controlled three phase voltage PWM rectifier[C]//IEEE PES Innovative Smart Grid Technologies Tianjin,2012.

[16]GENDRIN M,GAUTHIER J Y,LIN-SHI X.An improved model predictive control for online PWM sequence selection applied on converter[C]// Conference of the IEEE Industrial Electronics Society,Dallas,TX,2014.

Research on predictive control for mine high-pressure three-level ANPC inverter

YU Jing，MO Xiuquan，XU Nan

(School of Information and Electrical Engineering,China University of Mining and Technology,Xuzhou 221008,China)

A predictive control program for mine high-pressure three-level ANPC inverter based on predictive model control was proposed.The program uses current predictive control to achieve three-level ANPC high dynamic performance and unity power factor control,selects switching state corresponding to voltage vector according to switching device loss.For problem of intensive calculated amount,delay compensation control was adopted.The simulation and experimental results show that three-level ANPC rectifier adopting the proposed control scheme has fast dynamic response,good static and dynamic characteristics.

inverter predictive control; ANPC; model predictive control; delay compensation

1671-251X(2016)10-0085-06DOI:10.13272/j.issn.1671-251x.2016.10.020

於靜，莫修權(quán)，徐楠.礦山高壓三電平ANPC變頻器預(yù)測控制研究[J].工礦自動(dòng)化，2016,42(10)：85-90.

2016-05-03；

2016-08-23；責(zé)任編輯：胡嫻。

於靜(1992-)，女，江蘇南通人,碩士研究生，研究方向?yàn)樽儞Q器、異步機(jī)模型預(yù)測控制技術(shù)，E-mail:yuyu199204@163.com。

TD611

A網(wǎng)絡(luò)出版時(shí)間：2016-09-30 09:54