盧 崢 歐陽紅林 孟 超 朱思國

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多電平雙丫移30°永磁同步電機(jī)的矢量控制系統(tǒng)

盧 崢1,2歐陽紅林1孟 超1朱思國3

（1. 湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院 長沙 410082 2. 南陽理工學(xué)院電子與電氣工程學(xué)院 南陽 473000 3. 國網(wǎng)湖南省電力公司防災(zāi)減災(zāi)中心 長沙 410000）

為了進(jìn)一步提高調(diào)速系統(tǒng)的容量，降低輸出諧波和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，將多電平逆變器與多相電機(jī)相結(jié)合，給出了五級(jí)十一電平級(jí)聯(lián)型多電平逆變器驅(qū)動(dòng)雙移30°永磁同步電機(jī)的六相調(diào)速系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分析了電壓空間矢量在各正交空間的分布，研究了基于雙級(jí)聯(lián)型逆變器的四矢量空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）算法?；贛atlab的仿真將級(jí)聯(lián)型多電平逆變器驅(qū)動(dòng)的雙移30°永磁同步電機(jī)矢量控制系統(tǒng)與兩電平逆變器驅(qū)動(dòng)的雙移30°永磁同步電機(jī)矢量控制系統(tǒng)進(jìn)行比較，前者的轉(zhuǎn)矩、穩(wěn)態(tài)電流等性能均優(yōu)于后者，其穩(wěn)態(tài)電流總諧波畸變率僅為2.68%。基于DSP的實(shí)驗(yàn)表明級(jí)聯(lián)型多電平逆變器輸出波形接近正弦波，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較小，穩(wěn)態(tài)電流諧波含量低，達(dá)到了預(yù)期的控制效果，從而驗(yàn)證了本文所提方法的可行性。

級(jí)聯(lián)型多電平逆變器 雙移30°永磁同步電機(jī) 電壓空間矢量控制

0 引言

多相電機(jī)由于具有可低壓實(shí)現(xiàn)大功率、諧波含量低、轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)小、容錯(cuò)能力強(qiáng)、比三相電機(jī)具有更多的控制自由度等優(yōu)點(diǎn)受到了國內(nèi)外專家學(xué)者的廣泛關(guān)注，尤其是在大功率、高可靠性和低壓供電的場(chǎng)合，如航天航空、艦船推進(jìn)、核電站循環(huán)水系統(tǒng)等領(lǐng)域，多相電機(jī)具有不可替代的地位。隨著調(diào)速系統(tǒng)容量的不斷提高，多相電機(jī)的電壓等級(jí)已達(dá)到6kV、10kV甚至更高，此時(shí)由于直流電壓有限，傳統(tǒng)的兩電平逆變器驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)已不能滿足需要，必須采用輸出電壓等級(jí)更高的多電平逆變器驅(qū)動(dòng)。

多電平逆變器具有輸出電平數(shù)高、輸出波形接近正弦波、諧波含量少和電壓變化率小等特點(diǎn)，因此適用于高壓大功率應(yīng)用場(chǎng)合，在大型工業(yè)生產(chǎn)如軋鋼、造紙、水泥、煤炭、鐵路、船舶等領(lǐng)域及綜合潮流控制器（Unified Power Flow Controller, UPFC）和電力有源濾波器（Active Power Filter, APF）中得到了廣泛應(yīng)用[1]。常用的多電平逆變器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有二極管鉗位型[2-5]、飛跨電容型[6]和H橋級(jí)聯(lián)型[7-9]。其中H橋級(jí)聯(lián)型采用由獨(dú)立直流電源供電的H橋基本功率單元進(jìn)行疊加，不存在直流電容均壓問題，具有所需元器件少、輸出電壓諧波含量少、易實(shí)現(xiàn)模塊化和易擴(kuò)展等優(yōu)點(diǎn)。

傳統(tǒng)相鄰兩矢量SVPWM算法只考慮ab平面上的正弦電壓，而忽略了12平面上的諧波電壓，因而存在較大的諧波損耗[10]。文獻(xiàn)[11]針對(duì)電壓源逆變器供電的雙三相交流電機(jī)存在諧波電流的缺點(diǎn)，采用相鄰四矢量合成參考矢量的SVPWM方法，有效地降低了諧波電流，并對(duì)開關(guān)序列進(jìn)行了優(yōu)化。但該方法采用的是兩電平逆變器驅(qū)動(dòng)，其輸出的電壓等級(jí)有限，電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)大且穩(wěn)態(tài)電流諧波含量大。為了進(jìn)一步減小定子諧波電流，便于數(shù)字實(shí)現(xiàn)，文獻(xiàn)[12]將六相電壓源逆變器驅(qū)動(dòng)雙定子繞組感應(yīng)電機(jī)的電壓空間矢量劃分為24個(gè)扇區(qū)，采用三個(gè)大矢量和一個(gè)中矢量合成參考電壓的SVPWM方法，根據(jù)零矢量在開關(guān)周期中的位置將調(diào)制算法分為連續(xù)調(diào)制和非連續(xù)調(diào)制，經(jīng)過分析比較得到連續(xù)調(diào)制適合中低壓應(yīng)用，而非連續(xù)調(diào)制適合高壓應(yīng)用的結(jié)論。但該方法并沒有開展降低諧波損耗的分析，其降低諧波損耗的性能有待考證。文獻(xiàn)[13]利用調(diào)整六相電壓源逆變器中不同類型零矢量在開關(guān)周期中的作用時(shí)間，對(duì)相鄰四矢量SVPWM算法進(jìn)行優(yōu)化，得到了不同調(diào)制度下理想的諧波特性，有效降低了逆變器的開關(guān)損耗。但該方法只對(duì)六相逆變器的SVPWM法進(jìn)行了優(yōu)化，并沒有對(duì)六相逆變器驅(qū)動(dòng)下多相電機(jī)的性能進(jìn)行研究。以上方法都集中于兩電平逆變器驅(qū)動(dòng)多相電機(jī)的SVPWM算法，在直流母線電壓一定的情況下，當(dāng)調(diào)速系統(tǒng)容量更大，要求輸出諧波更低時(shí)，兩電平逆變器調(diào)速系統(tǒng)很難滿足需要。而多電平逆變器的輸出電壓取決于多個(gè)直流電源串聯(lián)的電壓之和，可以方便地提高輸出電壓等級(jí)，從而提高調(diào)速系統(tǒng)的容量。另外，由于增加了電平數(shù)量，減小了輸出電壓的諧波，進(jìn)一步減小了電機(jī)轉(zhuǎn)矩的脈動(dòng)，使調(diào)速系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)態(tài)性能，同時(shí)可減小逆變器中開關(guān)器件的耐壓值和電壓變化率，從而減小系統(tǒng)的電磁干擾。

1 多電平逆變器雙丫 移30°PMSM空間矢量分布

圖1 基于級(jí)聯(lián)型H橋的多相電機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

（1）

（3）

（5）

（6）

（8）

（9）

式（4）～式（9）得到的是六相靜止坐標(biāo)系下不同相電壓的表達(dá)式，對(duì)其進(jìn)行Park變換，將這些電壓分別投影到三個(gè)彼此正交的子平面ab平面、12平面和12平面。其中電壓矢量在ab平面和在12平面上的分布情況相同，在12平面上的分布為零。圖2為電壓矢量在ab平面的投影。FDBECA各相的開關(guān)模式用11進(jìn)制數(shù)表示，其中0代表該相開關(guān)器件開關(guān)函數(shù)為-5, 1代表該相開關(guān)器件開關(guān)函數(shù)為-4，以此類推，11代表該相開關(guān)器件開關(guān)函數(shù)為5，六相一共有116=1 771 561種開關(guān)模式。其對(duì)應(yīng)的電壓空間矢量除去零矢量，按幅值大小可分為4 033組，分別為0.002 39、0.004 62、0.006 54、0.006 96、0.008、0.008 93、0.009 25、…、0.662、0.662 9、0.625 57、0.626 7、0.63、0.636 19、0.643 95。從圖2中可以看出，六相逆變器輸出電壓矢量非常復(fù)雜，僅零矢量就有121個(gè)。

（a）電壓矢量分布全貌

（b）電壓矢量第一象限分布

圖2 不同開關(guān)模式在ab平面上的投影

Fig.2 The mapping of different switching mode onabplane

2 雙丫 移30°PMSM SVPWM調(diào)制算法

相對(duì)于傳統(tǒng)的錯(cuò)位移相SPWM算法，SVPWM算法可提高逆變器15%的直流電壓利用率，并能減小開關(guān)損耗，隨著逆變器輸出電壓矢量的增多，采用SVPWM算法的調(diào)速系統(tǒng)可以使電機(jī)的磁鏈更接近圓形，不僅能提升電機(jī)的動(dòng)態(tài)性能，還可以減小轉(zhuǎn)矩的脈動(dòng)。采用五級(jí)十一電平逆變器供電的雙移30° PMSM共有1 771 561種電壓矢量，通過坐標(biāo)變換將這些電壓矢量投影到彼此正交的ab、12、12坐標(biāo)系，其中ab平面與機(jī)電能量轉(zhuǎn)換有關(guān)，12平面只與諧波部分有關(guān)，電壓矢量在12平面上的投影為零。從圖2不同開關(guān)模式在ab平面上的投影情況看，最大幅值為0.643 95的矢量共有12個(gè)，這12個(gè)最大幅值的矢量將ab平面平分為12個(gè)扇區(qū)，如圖3所示，而這些最大幅值的矢量在12平面上卻是最小的[14]，因此可選用在ab平面幅值大且在12平面投影小的矢量對(duì)參考矢量進(jìn)行合成。四矢量電壓空間矢量調(diào)制方法是在常規(guī)空間矢量調(diào)制由兩個(gè)基本矢量合成參考矢量的基礎(chǔ)上增加兩個(gè)電壓矢量，以抵消電壓矢量在12平面上產(chǎn)生的效果。為了減小逆變器的開關(guān)損耗，這里選用相鄰最大四矢量法對(duì)參考矢量進(jìn)行合成。

圖3 最大幅值矢量在不同平面上的分布

文獻(xiàn)[15]提出了一種應(yīng)用于六相感應(yīng)電機(jī)的電壓源逆變器SVPWM調(diào)制方法，將六相逆變器分解成兩個(gè)錯(cuò)開30°的三相逆變器分別進(jìn)行控制，本文將其推廣應(yīng)用于雙移30°永磁同步電機(jī)。將圖1中A、C、E三相視為逆變器1，B、D、F三相視為逆變器2，后者在相位上滯后前者30°。當(dāng)逆變器采用五級(jí)十一電平級(jí)聯(lián)型結(jié)構(gòu)時(shí)，每個(gè)逆變器的開關(guān)狀態(tài)形成一個(gè)正六邊形，兩個(gè)逆變器形成的正六邊形錯(cuò)開30°，它們的頂點(diǎn)在ab平面上形成一個(gè)正十二邊形，整個(gè)平面被分成十二個(gè)扇區(qū)，如圖4a所示。圖4a中粗線代表逆變器1形成的正六邊形，細(xì)線代表逆變器2形成的正六邊形。第一象限對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)如圖4b所示，當(dāng)參考矢量位于圖中所示位置時(shí)，根據(jù)其幅值的大小，可由相鄰的四個(gè)基本矢量即逆變器1的（6,6,0）、（6,0,0）和逆變器2的（6,6,0）、（6,0,0）與零矢量合成，這就是基于雙逆變器的四矢量SVPWM調(diào)制方法。其具體步驟如下：

（1）扇區(qū)判斷。

（2）冗余矢量選擇，確定合成參考矢量的四個(gè)電壓矢量。

（3）計(jì)算四個(gè)電壓矢量和零矢量的作用時(shí)間。

（4）合理選擇零矢量，確定功率開關(guān)作用順序，生成PWM波。

（a）雙逆變器電壓空間矢量形成的正十二邊形

（b）第一區(qū)間詳圖

圖4 雙逆變器電壓空間矢量圖

Fig.4 The voltage space vector diagram of double inverters

2.1 扇區(qū)判斷

文獻(xiàn)[16]給出了五相永磁同步電機(jī)SVPWM扇區(qū)判斷的方法，本文將其推廣應(yīng)用到雙移30°永磁同步電機(jī)的SVPWM中。該方法無須轉(zhuǎn)子磁極位置角的三角函數(shù)運(yùn)算，只需對(duì)參考電壓的a分量和b分量進(jìn)行簡單的算數(shù)與邏輯運(yùn)算，就可以判斷出參考電壓所在的扇區(qū)，判斷過程簡單、易于實(shí)現(xiàn)。其具體過程如下。

定義6個(gè)變量

令

則扇區(qū)和之間的關(guān)系見表1。

表1 扇區(qū)判斷對(duì)應(yīng)關(guān)系

Tab.1 The corresponding relation of sector judgment

2.2 冗余矢量選擇

扇區(qū)判斷后需要根據(jù)參考矢量的幅值選擇合成它的四個(gè)基本矢量，如上文所述，5級(jí)6相級(jí)聯(lián)型逆變器共產(chǎn)生1 771 561種開關(guān)模式，存在大量的冗余矢量，這些開關(guān)狀態(tài)的幅值最小為零，最大為0.643 95，將最大幅值平均分成11等份，每份為0.058 54，稱為1階，參考矢量幅值包含幾階，就由該階對(duì)應(yīng)的矢量合成參考矢量，具體由哪四個(gè)基本矢量合成需要根據(jù)參考矢量所在扇區(qū)決定。設(shè)參考矢量幅值包含階，則基本矢量的選擇見表2。

表2 基本矢量的選擇

Tab.2 The table of selection of base vectors

2.3 作用時(shí)間的計(jì)算

每個(gè)采樣周期中四個(gè)基本矢量和零矢量的作用時(shí)間計(jì)算式為

（12）

表3 電壓矢量開關(guān)時(shí)間表

Tab.3 The switching time table of voltage vector

2.4 確定功率開關(guān)作用順序

功率開關(guān)的作用順序可以有多種選擇，在每個(gè)采樣周期內(nèi)應(yīng)盡可能少地進(jìn)行功率開關(guān)切換，同時(shí)保持波形對(duì)稱，這里采用離散調(diào)制方式，以圖4b為例，當(dāng)參考矢量位于第一象限第六階時(shí)，應(yīng)由逆變器2的開關(guān)狀態(tài)（6,0,0）、逆變器1的開關(guān)狀態(tài)（6,0,0）、逆變器2的開關(guān)狀態(tài)（6,6,0）、逆變器1的開關(guān)狀態(tài)（6,6,0）和零矢量合成。為了實(shí)現(xiàn)在扇區(qū)切換過程中矢量的平穩(wěn)過渡，可使每個(gè)采樣周期開關(guān)序列以（0,0,0）為首發(fā)矢量和末發(fā)矢量，這樣有利于各個(gè)扇區(qū)的矢量平穩(wěn)過渡，避免在參考矢量切換扇區(qū)時(shí)可能出現(xiàn)矢量突變問題?？紤]冗余矢量選擇和扇區(qū)過渡及各開關(guān)矢量的作用時(shí)間，其開關(guān)作用序列如圖5所示。

圖5 離散方式開關(guān)序列

2.5 諧波損耗分析

采用相鄰最大四矢量SVPWM法比傳統(tǒng)兩矢量SVPWM法產(chǎn)生的諧波損耗小，下面通過分析計(jì)算進(jìn)行證明。

在載波頻率遠(yuǎn)大于基波頻率的情況下可認(rèn)為負(fù)載為純感性，此時(shí)諧波磁鏈軌跡和諧波電流軌跡之間只存在一個(gè)比例系數(shù)。那么在一個(gè)載波周期中諧波磁鏈為

設(shè)載波周期為c，則諧波磁鏈在12平面上的瞬時(shí)值為

諧波磁鏈在12平面上的有效值為

由于參考矢量是由選定的電壓矢量作用一定時(shí)間合成的，所以根據(jù)式（14）可確定其在12平面上的諧波磁鏈軌跡，然后根據(jù)式（15）計(jì)算各電壓矢量在12平面上的諧波磁鏈有效值。電壓矢量的不同作用順序會(huì)對(duì)諧波磁鏈的軌跡產(chǎn)生一定的影響，這里選擇開關(guān)損耗最小的電壓矢量開關(guān)順序。同時(shí)，當(dāng)采用不同開關(guān)序列時(shí)，諧波磁鏈有效值也會(huì)不同，但對(duì)相鄰四矢量SVPWM法與兩矢量SVPWM法產(chǎn)生的諧波磁鏈有效值大小并無影響[17]。

本文選取逆變器2（6,0,0）、逆變器1（6,0,0）、逆變器2（6,6,0）、逆變器1（6,6,0）對(duì)應(yīng)的四矢量合成參考矢量與逆變器1（6,6,0）與逆變器2（6,6,0）對(duì)應(yīng)的兩矢量合成參考矢量的諧波軌跡與諧波磁鏈有效值進(jìn)行比較，根據(jù)式（14）計(jì)算得到四矢量和兩矢量分別在12平面上的諧波磁鏈軌跡如圖6所示。再根據(jù)式（15）計(jì)算出兩者在12平面上的諧波磁鏈有效值分別為0.000 341 93和0.000 861 57，由此可以證明采用四矢量SVPWM法可以有效減小電壓空間矢量在12平面上產(chǎn)生的諧波損耗。

（a）四矢量在12平面上的諧波磁鏈軌跡

（b）兩矢量在12平面上的諧波磁鏈軌跡

圖6 四矢量和兩矢量在12平面上的諧波磁鏈軌跡

Fig.6 Harmonic flux trajectories of four vectors and two vectors on12plane

3 仿真與實(shí)驗(yàn)

圖7 基于多電平逆變器的雙移30°PMSM矢量控制系統(tǒng)

圖7中轉(zhuǎn)速給定值與實(shí)際轉(zhuǎn)速比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)輸出電磁轉(zhuǎn)矩參考值，永磁同步電機(jī)dq坐標(biāo)系下電磁轉(zhuǎn)矩方程為

式中，em為電磁轉(zhuǎn)矩；p為電機(jī)極對(duì)數(shù)；f為磁體磁鏈；d、q分別為電感在dq坐標(biāo)系的d軸分量和q軸分量；d、q分別為電流在dq坐標(biāo)系的d軸分量和q軸分量。據(jù)此可得電流參考矢量的兩個(gè)分量和，這里采用的控制方式，即令=0，即可根據(jù)式（16）得到的值。四路電流參考值和從電機(jī)定子側(cè)采樣得到的電流經(jīng)三相靜止坐標(biāo)向兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換后的電流進(jìn)行比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)輸出四路電壓參考值。由于定子電壓的D軸分量D1、D2和Q軸分量Q1、Q2之間存在耦合關(guān)系，所以對(duì)其進(jìn)行解耦，得

式中，為電機(jī)角速度；D1、D2和Q1、Q2分別為電感在D1Q1和D2Q2坐標(biāo)系的D軸分量和Q軸分量。由于本文采用的是兩個(gè)多電平逆變器分別進(jìn)行調(diào)制，需要將D1Q1和D2Q2坐標(biāo)系的電壓空間矢量D1、Q1和D2、Q2轉(zhuǎn)換為傳統(tǒng)的dq坐標(biāo)系的電壓矢量d1、q1和d2、q2，其轉(zhuǎn)換方程為

（18）

再將得到的dq坐標(biāo)系電壓矢量分別進(jìn)行兩相旋轉(zhuǎn)到兩相靜止坐標(biāo)系的轉(zhuǎn)換，即可得到SVPWM算法所需要的參考電壓，采用上文所提的SVPWM調(diào)制算法分別給多電平逆變器1和多電平逆變器2發(fā)送觸發(fā)脈沖，則兩個(gè)逆變器分別輸出A、C、E和B、D、F相電壓，從而驅(qū)動(dòng)雙移30°PMSM進(jìn)行調(diào)速。

為了方便分析，仿真和實(shí)驗(yàn)的參數(shù)一致。多電平逆變器采用由IGBT組成逆變單元的五級(jí)級(jí)聯(lián)型結(jié)構(gòu)，每個(gè)逆變單元由50V直流電源供電，調(diào)速系統(tǒng)采樣頻率為5kHz。雙移30°永磁同步電機(jī)參數(shù)見表4。

表4 雙移30°永磁同步電機(jī)參數(shù)

Tab.4 The parameters of double star winding shifted by 30°PMSM

（a）兩電平逆變器輸出線電壓AC波形

（b）兩電平逆變器輸出線電壓BD波形

（c）兩電平逆變器輸出線電壓諧波分析

（d）兩電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩波形

（e）兩電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)電流波形

（f）兩電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)電流諧波分析

（g）多電平逆變器輸出線電壓AC波形

（h）多電平逆變器輸出線電壓BD波形

（i）多電平逆變器輸出線電壓諧波分析

（j）多電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩波形

（k）多電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)電流波形

（l）多電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)電流諧波分析

圖8 仿真波形

Fig.8 The simulation waveforms

圖9為基于TMS320F28335DSP搭建的基于多電平逆變器的雙移30°永磁同步電機(jī)低壓實(shí)驗(yàn)平臺(tái)所測(cè)波形，圖9a、圖9b分別為兩電平逆變器和多電平逆變器輸出的AC線電壓的波形，兩者都為逆變器直流電壓疊加的結(jié)果，在輸出線電壓幅值相同的情況下，兩電平逆變器需要的直流電壓為十一電平逆變器的10倍，反之，在直流電壓相同的情況下，十一電平逆變器較兩電平逆變器輸出電壓可提高10倍，且與仿真波形一致，后者呈現(xiàn)了較好的正弦性。圖9c、圖9d分別為兩種調(diào)速系統(tǒng)輸出的轉(zhuǎn)矩波形，從圖中可以看出多電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)比兩電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)小。這主要是因?yàn)槎嚯娖侥孀兤鬏敵鲭妷翰ㄐ谓咏也ǎC波含量小，因此加在電機(jī)上產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)也小。圖9e、圖9f分別為兩種調(diào)速系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)電流波形，同樣因?yàn)槟孀兤鬏敵鲭妷褐C波含量低，因此多電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)電流波形畸變小，具有較好的穩(wěn)態(tài)性能。

（a）兩電平逆變器輸出線電壓AC

（b）多電平逆變器輸出線電壓AC

（c）兩電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩波形

（d）多電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩波形

（e）兩電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)電流波形

（f）多電平雙移30°PMSM調(diào)速系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)電流

圖9 實(shí)驗(yàn)波形

Fig.9 The experimental waveforms

4 結(jié)論

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Vector Control System of Multilevel Inverter Double Star Winding Shifted by 30°Permanent Magnet Synchronous Motor

1,2113

（1. College of Electrical Engineering Hunan University Changsha 410082 China 2. School of Electronic and Electrical Engineering Nanyang Institute of Technology Nanyang 473000 China 3. State Grid Hunan Electric Company Disaster Prevention and Reduction Center Changsha 410000 China）

In order to further improve the capacity of the speed regulating system and reduce the output harmonic and torque ripple, this paper applies the multilevel inverter technology in multiphase machine. The speed regulating system with 30°-shift double-star winding of permanent magnet synchronous motor (PMSM) is provided, which is fed by eleven-level cascaded multilevel inverter. The distributions of voltage space vectors in different orthogonal spaces are analyzed in detail. Meanwhile, the four-vector space vector pulse width modulation (SVPWM) algorithm is presented based on two cascaded inverters. In Matlab simulation, the PMSM vector control system of 30°-shift double-star winding driven by the multilevel inverter is compared with the vector control system supplied with the two-level inverter. Regarding the former control system, its performance of torque and steady current is superior to the latter, and the total harmonics distortion (THD) of steady current is only 2.68%. The experimental results based on DSP show that the output waveforms of cascaded multilevel inverter are close to sinusoidal wave. Besides, the ripples of the torque are small and the harmonic content of steady current is low. It has reached the expected control effect, which verifies the feasibility of the proposed method.

Cascaded multilevel inverter, permanent magnet synchronous motor of 30°-shift double-star winding, voltage space vector control

TM464

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51237003、51677063）。

2016-01-29 改稿日期 2016-03-29

盧 崢 女，1978年生，博士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)和多相電機(jī)的驅(qū)動(dòng)控制。E-mail: lucia106@163.com（通信作者）

歐陽紅林 男，1965年生，博士，教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)、多相電機(jī)系統(tǒng)及其控制。E-mail: oyhl1405.ouyang@vip.sina.com