張洪剛，劉洛琨，菅春曉，張先鋒，鄭小雨

(信息工程大學(xué) 信息系統(tǒng)工程學(xué)院，河南 鄭州 450001)

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一種超寬帶數(shù)字移相器設(shè)計(jì)方法

張洪剛，劉洛琨，菅春曉，張先鋒，鄭小雨

(信息工程大學(xué) 信息系統(tǒng)工程學(xué)院，河南 鄭州 450001)

基于矢量合成理論，采用混合微波集成電路技術(shù)，提出了一種超寬帶數(shù)字移相器的設(shè)計(jì)方法．該方法通過調(diào)節(jié)兩路正交信號(hào)的幅度合成得到第一象限內(nèi)不同幅相的矢量，采用三級(jí)級(jí)聯(lián)的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)的360°移相．運(yùn)用此方法設(shè)計(jì)制作了一款超高頻、超寬帶6位數(shù)字移相器．該移相器在相對(duì)帶寬57%的工作頻帶內(nèi)，相位均方根誤差小于3.8°，幅度不平衡度小于 3.0 dB，當(dāng)應(yīng)用在寬工作帶寬、窄瞬時(shí)信號(hào)帶寬的相控陣天線時(shí)，通過劃分頻帶分段修正使幅度不平衡度降低到 2.5 dB 以下，同時(shí)減小相位均方根誤差至3.0°以下，滿足某型相控陣天線的需求．

矢量合成;混合微波集成電路;超寬帶;數(shù)字移相器;相位均方根誤差;相控陣天線

移相器作為相控陣天線實(shí)現(xiàn)波束掃描的重要器件，人們始終沒有停止對(duì)其寬頻帶、高精度、高集成、低成本等方面的追求．根據(jù)移相器的相位是否連續(xù)變化可分為模擬移相器和數(shù)字移相器．?dāng)?shù)字移相器的設(shè)計(jì)方法很多，基于矢量合成理論的設(shè)計(jì)方法是其中一種．該方法最早用來設(shè)計(jì)模擬移相器[1]，后來廣泛應(yīng)用到數(shù)字移相器的設(shè)計(jì)中[2-3]．目前，采用矢量合成理論設(shè)計(jì)移相器的方法國(guó)外使用得較多[4-7]，國(guó)內(nèi)也有報(bào)道[8-10]．在設(shè)計(jì)移相器時(shí)，為了滿足體積小的要求，一般采用單片微波集成電路(Monolithic Microwave Integrated Circuit， MMIC)技術(shù)[11]，將移相器各級(jí)制作在同一塊半導(dǎo)體基片上，但有時(shí)出于成本考慮也會(huì)選擇犧牲體積而使用混合微波集成電路(Hybrid Microwave Integrated Circuits，HMIC)技術(shù)[12]．使用單片微波集成電路技術(shù)制作的矢量合成移相器一般工作在較高頻率，若在較低頻率使用單片微波集成電路技術(shù)制作幅度平坦、反射系數(shù)較小、相位均方根誤差較小的矢量合成移相器，則難度較大[13-14]．

基于矢量合成理論，采用混合微波集成電路技術(shù)提出了一種超寬帶數(shù)字移相器的設(shè)計(jì)方法．該方法采用3級(jí)級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)移相器，其中第1級(jí)采用兩個(gè)可調(diào)衰減器(或可變?cè)鲆娣糯笃?調(diào)節(jié)正交功分器輸出的兩路正交信號(hào)的幅度，然后合成得到第一象限內(nèi)不同幅相的矢量，第2和第3級(jí)分別實(shí)現(xiàn)90°、180°移相，3級(jí)級(jí)聯(lián)能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)的360°移相．當(dāng)使用該方法設(shè)計(jì)制作寬工作帶寬、窄瞬時(shí)信號(hào)帶寬相控陣天線的移相器時(shí)，在滿足最大瞬時(shí)信號(hào)帶寬需求的前提下，可對(duì)其工作頻帶進(jìn)行劃分，并對(duì)每段的相位狀態(tài)進(jìn)行修正，從而提高移相精度并降低幅度不平衡度．最后，運(yùn)用此方法設(shè)計(jì)制作了一款工作在超高頻(Ultra High Frequency，UHF)波段的超寬帶6位數(shù)字移相器，各項(xiàng)指標(biāo)滿足設(shè)計(jì)要求．

1 設(shè)計(jì)原理與方法

矢量合成移相器的基本原理是由兩個(gè)不相等的基準(zhǔn)矢量合成得到一個(gè)參考矢量，再通過改變兩個(gè)基準(zhǔn)矢量的幅度或相位合成得到相對(duì)參考矢量變化了的和矢量．根據(jù)此原理，采用正交功分器得到兩正交的基準(zhǔn)矢量; 采用可調(diào)衰減器(或可變?cè)鲆娣糯笃?改變基準(zhǔn)矢量的幅度; 采用正交功分器和單刀雙擲開關(guān)組合實(shí)現(xiàn)90°相對(duì)移相; 采用180°功分器和單刀雙擲開關(guān)組合實(shí)現(xiàn)180°相對(duì)移相; 3級(jí)級(jí)聯(lián)可實(shí)現(xiàn)360°移相．設(shè)計(jì)的超寬帶數(shù)字移相器的原理框圖如圖1所示．

圖1 超寬帶數(shù)字移相器的原理框圖

V1=C1

第1級(jí)的輸出信號(hào)V1通過第2級(jí)的正交功分器，再次被等分為兩路正交信號(hào)V2I和V2Q．第2級(jí)的單刀雙擲開關(guān)通過選擇不同的通路可以得到不同象限的輸出結(jié)果．例如選擇I路，可以得到第一象限的輸出信號(hào) V2= C2sin(ω t+ θ1)；選擇Q路，可以得到第二象限的輸出信號(hào) V2= C2sin(ω t+ π/2+ θ1)．

第2級(jí)的輸出信號(hào)V2通過第3級(jí)180°功分器，可以得到同向矢量V3I和反向矢量V3Q．由于第2級(jí)有兩種輸出結(jié)果，所以同向矢量信號(hào)和反向矢量信號(hào)也各有兩種情況，則第3級(jí)的單刀雙擲開關(guān)通過選擇不同的通路，可以得到4個(gè)象限的輸出結(jié)果，分別為

其中，A4=B4．

若第1級(jí)使用兩個(gè)6位數(shù)控衰減器，則I、Q兩路各有64個(gè)狀態(tài)，第一象限可組合得到 4 096 個(gè)狀態(tài)．同理，在第二至第四象限也各有 4 096 個(gè)狀態(tài)．實(shí)際使用時(shí)，當(dāng)移相器第1級(jí)處于I路不衰減、Q路最大衰減狀態(tài)，第2級(jí)單刀雙擲開關(guān)接通I路，第3級(jí)單刀雙擲開關(guān)接通I路時(shí)，輸入信號(hào)通過該狀態(tài)所得到的輸出信號(hào)作為0°參考狀態(tài); 當(dāng)?shù)?級(jí)處于Q路不衰減、I路最大衰減狀態(tài)，第2級(jí)單刀雙擲開關(guān)接通I路，第3級(jí)單刀雙擲開關(guān)接通I路時(shí)，輸入信號(hào)通過該狀態(tài)所得到的輸出信號(hào)作為第1級(jí)的最大移相狀態(tài)，兩者的差值即為第1級(jí)的最大相移量．將其余所有狀態(tài)相對(duì)于0°參考狀態(tài)歸一化，結(jié)果如圖2所示．最終設(shè)計(jì)的N位數(shù)字移相器的2N個(gè)狀態(tài)即為圖2中某一圓上間隔 360°/ 2N均勻分布的2N個(gè)狀態(tài)．圖2中的圓為 N=6 時(shí)的結(jié)果．此外，通過調(diào)節(jié)圖2中2N個(gè)狀態(tài)所在圓的半徑，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)幅度的調(diào)節(jié)．

圖2 相對(duì)0°狀態(tài)歸一化后的星座圖圖3 存在移相盲區(qū)的星座圖

由于實(shí)際的正交功分器、180°功分器的兩路輸出信號(hào)的相位差在工作頻帶內(nèi)不會(huì)恒等于90°、180°，功分器、合路器、單刀雙擲開關(guān)的兩支路的插入損耗不會(huì)完全相同，同一支路的插入損耗在工作頻帶內(nèi)有波動(dòng)，所以實(shí)際制作的移相器存在以下問題:

(1) 若第1級(jí)最大相移量遠(yuǎn)小于90°，或第2級(jí)相移量遠(yuǎn)小于90°，或第3級(jí)相移量遠(yuǎn)小于180°，則設(shè)計(jì)的移相器會(huì)存在移相盲區(qū)．如圖3所示，若α和β均大于移相器步進(jìn)，此區(qū)域內(nèi)的相移量將無法實(shí)現(xiàn)，即存在移相盲區(qū)．

(2) 若功分器、合路器、單刀雙擲開關(guān)的兩支路的插入損耗差別太大，或者某一支路插入損耗在頻帶內(nèi)波動(dòng)太大，則均會(huì)造成星座圖在整個(gè)頻帶內(nèi)不同程度的畸形．

為避免出現(xiàn)上述問題，制作移相器時(shí)可采取如下措施:

(1) 第1級(jí)在工作頻帶內(nèi)所有頻點(diǎn)最大相移量大于90°．

(2) 第2和第3級(jí)在工作頻帶內(nèi)各頻點(diǎn)相移量接近90°、180°，其中通過改變兩支路的微帶線長(zhǎng)度差可實(shí)現(xiàn)相移量的改變．

(3) 選用兩支路插入損耗差別不大且各支路插入損耗隨頻率變化不大的功分器、合路器和單刀雙擲開關(guān)等器件．

(4) 當(dāng)設(shè)計(jì)的移相器應(yīng)用在寬工作帶寬、窄瞬時(shí)信號(hào)帶寬的相控陣天線時(shí)，可通過劃分頻帶分段修正的方法提高移相器的移相精度，降低移相器的幅度不平衡度．

2 應(yīng)用實(shí)例

2.1 結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

運(yùn)用上述方法設(shè)計(jì)制作了一款工作在UHF波段的超寬帶6位數(shù)字移相器．該移相器工作頻帶為f1～f5(按2Δf等間隔分布)，相對(duì)帶寬為57%，第1級(jí)選用兩個(gè)6位、步長(zhǎng)為 0.5 dB、最大衰減量為 31.5 dB 的衰減器調(diào)節(jié)I、Q兩路信號(hào)的幅度．考慮到此種結(jié)構(gòu)的移相器插入損耗較大，在移相器第1級(jí)之前加入了放大器以減小整個(gè)移相器模塊的損耗．由于該移相器由3級(jí)級(jí)聯(lián)而成，任何一級(jí)不滿足指標(biāo)要求都會(huì)影響整體性能，為了能夠?qū)σ葡嗥鞯母骷?jí)進(jìn)行單獨(dú)測(cè)試，各級(jí)均加入了測(cè)試端口．最終，根據(jù)移相器理想模型，充分考慮上述問題，在先進(jìn)設(shè)計(jì)系統(tǒng)(Advanced Design System，ADS)中設(shè)計(jì)的移相器版圖如圖4所示．

圖4 移相器的版圖

2.2 測(cè)試結(jié)果

根據(jù)該移相器的仿真版圖設(shè)計(jì)的移相器實(shí)物如圖5所示，模塊面積為 10.83 cm× 4.96 cm，除去多余測(cè)試端口后的面積為 9.5 cm× 3.5 cm．為了確定移相器的各級(jí)性能及整體性能，并最終得到需要的64個(gè)移相狀態(tài)，對(duì)其進(jìn)行了分級(jí)測(cè)試和級(jí)聯(lián)測(cè)試．在分級(jí)測(cè)試時(shí)，由于移相器第1級(jí)狀態(tài)太多，所以只測(cè)試最大相移量．這里需要注意，測(cè)試時(shí)所有不使用的端口均未焊接電容，即處于斷路狀態(tài)．

圖5 超高頻波段移相器實(shí)物圖圖6 三級(jí)的仿真結(jié)果與測(cè)試結(jié)果

分級(jí)測(cè)試的3級(jí)測(cè)試結(jié)果如圖6所示，可以看出測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致，但也有稍許差別．這主要是因?yàn)榉抡鏁r(shí)沒有考慮電容的寄生電阻及焊接帶來的影響．此外，板材參數(shù)的稍許變化、加工存在的誤差等也會(huì)影響測(cè)試結(jié)果．觀察結(jié)果還可以發(fā)現(xiàn)，移相器第1級(jí)的最大相移量在工作頻帶內(nèi)超過90°，第2和第3級(jí)的相移量在工作頻帶內(nèi)也都接近理論值90°、180°，保證了最終設(shè)計(jì)的移相器在工作頻帶內(nèi)沒有移相盲區(qū)．

由于移相器狀態(tài)很多，使用自動(dòng)測(cè)試系統(tǒng)對(duì)其進(jìn)行級(jí)聯(lián)測(cè)試，最終測(cè)得的星座圖如圖7所示．觀察結(jié)果發(fā)現(xiàn)，在中心頻點(diǎn)f3處星座圖比較規(guī)整，與理想情況接近，但在頻點(diǎn)f1和f5處星座圖已經(jīng)明顯畸形，這樣在頻點(diǎn)f3處得到的64個(gè)相位狀態(tài)在其他頻點(diǎn)相位狀態(tài)已經(jīng)改變．

圖7 移相器不同頻點(diǎn)的星座圖

最終篩選得到一組全頻帶內(nèi)64個(gè)移相狀態(tài)的控制碼，其對(duì)應(yīng)的S參數(shù)、63個(gè)相位狀態(tài)(相對(duì)于0°參考狀態(tài))及相位均方根誤差如圖8所示．觀察發(fā)現(xiàn)，輸入輸出端口反射系數(shù)分別小于 -15.0 dB 和 -17.1 dB，移相時(shí)的幅度變化范圍為 -2.5 dB～ -6.5 dB，幅度不平衡度小于 3.0 dB，相位均方根誤差最小僅為0.62°．但是，距離中心頻率越遠(yuǎn)，相位均方根誤差越大，最大處小于3.80°．

圖8 超高頻波段超寬帶6位移相器測(cè)試結(jié)果

針對(duì)某型相控陣天線的工程需要，對(duì)該移相器的工作頻帶以Δf(Δf大于最大瞬時(shí)信號(hào)帶寬)為間隔進(jìn)行均勻劃分，對(duì)每一段的移相狀態(tài)進(jìn)行修正．但是，當(dāng)信號(hào)出現(xiàn)在各段的交點(diǎn)處時(shí)，應(yīng)該選用該點(diǎn)左右哪一段的64個(gè)控制狀態(tài)需要進(jìn)一步討論．為此，將除兩端之外的各段的長(zhǎng)度左右各延長(zhǎng) Δf/2，而最高頻率和最低頻率的兩段只分別向低頻方向和高頻方向延長(zhǎng) Δf/2，這樣每段都有重疊．最后，對(duì)各段的相位狀態(tài)及幅度不平衡進(jìn)行修正，修正后的結(jié)果如圖9所示．

圖9 移相器分頻帶工作特性

觀察結(jié)果發(fā)現(xiàn)，幅度不平衡度得到改善小于2.5 dB；相位均方根誤差整體優(yōu)于未劃分的情況，在低頻端均方根誤差小于3°，高頻端均方根誤差小于2°．進(jìn)一步分析發(fā)現(xiàn)，位于中心頻點(diǎn)左側(cè)的交點(diǎn)處的相位均方根誤差，左側(cè)一段優(yōu)于右側(cè)一段;位于中心頻點(diǎn)右側(cè)(包括中心頻點(diǎn))的交點(diǎn)處的相位均方根誤差，右側(cè)一段優(yōu)于左側(cè)一段，而幅度不平衡度基本是交點(diǎn)右側(cè)一段優(yōu)于左側(cè)一段．實(shí)際使用時(shí)可以根據(jù)對(duì)相位精度和幅度不平衡度的不同要求，合理選擇交點(diǎn)處的控制狀態(tài)．

3 總 結(jié)

基于矢量合成理論，筆者采用混合微波集成電路技術(shù)提出了一種超寬帶數(shù)字移相器的設(shè)計(jì)方法．文中對(duì)該方法的工作原理進(jìn)行了理論分析，指出了設(shè)計(jì)時(shí)避免移相盲區(qū)的方法是保證第1級(jí)最大相移量在全頻帶內(nèi)大于90°，同時(shí)使第2和第3級(jí)的相移量盡可能地接近90°、180°．為了減小星座圖畸形，需要選用兩支路插入損耗差別不大且各支路插入損耗隨頻率變化不大的功分器、合路器和單刀雙擲開關(guān)等器件．運(yùn)用此方法設(shè)計(jì)制作了超高頻波段工作頻帶相對(duì)帶寬57%的超寬帶6位數(shù)字移相器．該移相器各級(jí)測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果吻合，能夠以5.625°步進(jìn)實(shí)現(xiàn)0°～360°移相，輸入輸出端口反射系數(shù)分別小于 -15.0 dB 和 -17.1 dB，相位均方根誤差小于3.8°，幅度不平衡度小于 3.0 dB．劃分頻帶分段修正后相位均方根誤差小于3.0°，幅度不平衡度小于 2.5d B．目前該移相器已成功用于某型相控陣天線．

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(編輯：郭 華)

Novel design method for the ultra-wideband digital phase shifter

ZHANGHonggang，LIULuokun，JIANChunxiao，ZHANGXianfeng，ZHENGXiaoyu

(School of Information System Engineering, Information Engineering Univ.,Zhengzhou 450001, China)

Based on the vector sum theory, using the hybrid microwave integrated circuits (HMIC) technology, a novel method of designing Ultra-wideband digital phase shifter is proposed. By adjusting the magnitude of two orthogonal signals to obtain different amplitude and phase vectors in the first quadrant, this method adopts the structure of three-level cascade to realize a 360° phase shift of the input signal. Using this method, a UHF band ultra-wideband six bit digital phase shifter is designed and fabricated. In the working frequency band of the 57% relative bandwidth, the phase shifter has the RMS phase error of less than 3.8°, and amplitude imbalance of less than 3.0 dB. When applied in the phased arrays antenna, which has a wide working band and narrow instantaneous signal bandwidth, the amplitude imbalance is decreased to less than 2.5 dB and the RMS phase error is reduced to less than 3.0°, by dividing the frequency band for piecewise correction. It meets the need of a certain type of phased array antenna.

vector sum; hybrid microwave integrated circuits; ultra-wideband; digital phase shifter; root mean square phase error; phased array antenna

2015-07-22

時(shí)間：2016-04-01

國(guó)家863計(jì)劃資助項(xiàng)目(2013AA013603)

張洪剛(1990-)，男，信息工程大學(xué)碩士研究生，E-mail: zhanghongganghappy@163.com．

http://www.cnki.net/kcms/detail/61.1076.tn.20160401.1622.044.html

10.3969/j.issn.1001-2400.2016.06.022

TN623

A

1001-2400(2016)06-0129-06