曾凡東

(中國(guó)西南電子技術(shù)研究所，成都 610036)

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機(jī)載電子設(shè)備直流電源輸入端保護(hù)電路設(shè)計(jì)*

曾凡東**

(中國(guó)西南電子技術(shù)研究所，成都 610036)

為了減小瞬態(tài)電壓、浪涌電壓、輸入電源極性反接、負(fù)載短路對(duì)機(jī)載電子設(shè)備造成的危害，針對(duì)當(dāng)前航空直流+28 V電源系統(tǒng)的特點(diǎn)，提出了一種解決直流電源輸入過(guò)壓浪涌、輸入欠壓浪涌、輸入電源極性反接、負(fù)載短路或過(guò)流導(dǎo)致設(shè)備損壞的方案。該方案以LTC4364和APL502L為核心芯片。首先介紹了該電路的主要特點(diǎn),接著分析了電路的工作原理和參數(shù)設(shè)計(jì)，最后對(duì)該電路進(jìn)行了仿真分析和實(shí)驗(yàn)電路測(cè)試。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該電路各項(xiàng)性能指標(biāo)良好，完全達(dá)到設(shè)計(jì)要求。該電路已成功應(yīng)用于某電臺(tái)中，且工作良好。

機(jī)載電子設(shè)備；直流電源；浪涌電壓；保護(hù)電路設(shè)計(jì)

1 引 言

飛機(jī)上搭載的大量機(jī)載電子設(shè)備均需機(jī)載電源系統(tǒng)提供穩(wěn)定可靠的電源，機(jī)載電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性直接影響到機(jī)載設(shè)備的工作狀態(tài)和飛行安全。如何使機(jī)載設(shè)備滿足飛機(jī)電源供電特性的要求，并使飛機(jī)供電系統(tǒng)和機(jī)載電子設(shè)備之間能夠協(xié)調(diào)、可靠地工作是機(jī)載電子設(shè)備生產(chǎn)廠家必須面對(duì)的問(wèn)題。現(xiàn)有的電源保護(hù)電路通常功能單一(比如只針對(duì)過(guò)壓浪涌[1-2]或沖擊電流[3-4]抑制或進(jìn)行電源極性反接保護(hù))，并且器件較多，要實(shí)現(xiàn)多種保護(hù)功能就必須依靠多種功能電路級(jí)聯(lián)，從而導(dǎo)致電路復(fù)雜且笨重、可靠性差等問(wèn)題。本文針對(duì)GJB181-86《飛機(jī)供電特性及對(duì)用電設(shè)備的要求》中對(duì)機(jī)載直流+28 V電源系統(tǒng)設(shè)備耐電壓浪涌(包含過(guò)壓浪涌和欠壓浪涌)的要求，同時(shí)在兼顧輸入電源極性反接保護(hù)、過(guò)流保護(hù)、浪涌電流抑制在內(nèi)的需求上，設(shè)計(jì)了一種直流電源輸入端的全面保護(hù)電路。該方案簡(jiǎn)化了電路設(shè)計(jì)，提高了電路性能及可靠性。

2 方案需求

設(shè)計(jì)一個(gè)直流電源前端保護(hù)電路，需滿足如下要求：

(1)保護(hù)電路在GJB181-86《飛機(jī)供電特性及對(duì)用電設(shè)備的要求》2.4.4.2節(jié)中電子設(shè)備抗過(guò)、欠壓浪涌電壓的實(shí)驗(yàn)條件下，對(duì)其后端的DC/DC電路進(jìn)行保護(hù)，在其過(guò)、欠壓浪涌期間，要求其后端的DC/DC電路不中斷工作；

(2)已知后端的DC/DC電路的額定輸入電壓為28 V(其正常工作電壓范圍是9～36 V)，其額定輸出負(fù)載為5 V/10 A；

(3)保護(hù)電路具有輸入電源極性反接保護(hù)功能；

(4)保護(hù)電路具有輸入浪涌電流抑制功能；

(5)保護(hù)電路具有過(guò)流保護(hù)功能。

3 實(shí)現(xiàn)方案及其工作原理

整個(gè)設(shè)計(jì)方案由保險(xiǎn)絲、電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)濾波電路、尖峰抑制電路、輸入過(guò)欠壓、防反接、輸出箝位及輸出過(guò)流保護(hù)電路、儲(chǔ)能電路、DC/DC變換器組成，設(shè)計(jì)方案框圖如圖1所示。其工作原理如下：在輸入過(guò)壓浪涌情況下，圖1中的A3、A4級(jí)電路對(duì)600 V的電壓尖峰和80 V的浪涌電壓進(jìn)行鉗位(鉗位到35 V)后輸出到后級(jí)電路A5和A6，以保證后級(jí)電路的安全；在輸入欠壓浪涌情況下，圖1中的A4級(jí)電路自動(dòng)和前級(jí)電路斷開(kāi)(以阻止儲(chǔ)能電路向前級(jí)電路放電)，這時(shí)A5級(jí)的儲(chǔ)能電路向后級(jí)的DC/DC變換器電路供電(因?yàn)楹蠹?jí)DC/DC電路正常工作電壓范圍是9～36 V，所以只要保證在50 ms的時(shí)間范圍內(nèi)，儲(chǔ)能電路的放電輸出電壓始終大于9 V即可)。如果在儲(chǔ)能電路向后級(jí)電路放電期間，輸入電源電壓高于儲(chǔ)能電路的電壓，則自動(dòng)由輸入電源向后級(jí)電路供電，同時(shí)向儲(chǔ)能電路充電。

圖1 設(shè)計(jì)方案框圖

Fig.1 Block diagram of design scheme

4 電路設(shè)計(jì)

圖1中A1、A2、A6級(jí)電路的設(shè)計(jì)相對(duì)比較簡(jiǎn)單，下面只對(duì)A3、A4、A5級(jí)電路設(shè)計(jì)進(jìn)行闡述，其具體的電路形式如圖2所示。

圖2 直流電源輸入端保護(hù)電路

Fig.2 Input protective circuit of DC power supply

該電路采用凌特公司的LTC4364-2芯片(圖2中F1)和APT公司的線性區(qū)場(chǎng)效應(yīng)管APL502L(圖2中V1)為核心器件。LTC4364-2是LT公司推出的具備理想二極管的浪涌抑制器，能同時(shí)進(jìn)行輸入過(guò)壓、輸入欠壓、輸入過(guò)流保護(hù)功能，為航空電子設(shè)備的下游組件提供可靠保護(hù)。該器件的工作電壓范圍為4～80 V，在其電源輸入端憑借簡(jiǎn)單的輸入鉗位，該器件就可以承受100 V以上的瞬態(tài)浪涌，并且LTC4364-2可以驅(qū)動(dòng)兩個(gè)背對(duì)背的N溝道場(chǎng)效應(yīng)晶體管：前面一個(gè)(圖2中V1)負(fù)責(zé)提供電壓浪涌保護(hù)并保持向輸出提供一個(gè)穩(wěn)定的電壓，后面一個(gè)(圖2中V2)則充當(dāng)用于提供反向輸入保護(hù)和輸出保持的理想二極管。該器件可以保護(hù)負(fù)載免遭低至-40 V的反向輸入損壞，并在輸入欠壓期間維持輸出電壓。APL502L是APT公司開(kāi)發(fā)的一種線性區(qū)金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor,MOSFET)，非常適合工作在線性區(qū)，具有正偏安全工作區(qū)范圍廣、耐高壓和大電流、功率耗散高等特點(diǎn)[5]。

該直流電源保護(hù)電路采用了簡(jiǎn)單的集成電路(Integrated Circuit,IC)和MOSFET解決方案取代了以前復(fù)雜的保護(hù)電路，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可靠性好、電路損耗低、保護(hù)功能全面、體積小、成本低等優(yōu)點(diǎn)。其對(duì)后級(jí)電路的全面保護(hù)功能主要包括輸入過(guò)壓保護(hù)、輸入欠壓保護(hù)、輸入反極性保護(hù)、輸入浪涌電壓保護(hù)、輸入浪涌電流抑制、輸出短路及過(guò)流保護(hù)。

圖2中器件C3、C4、V7在前端EMI濾波器濾波的基礎(chǔ)上進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓尖峰的抑制，器件R7、C7、V6實(shí)現(xiàn)儲(chǔ)能功能，其余部分實(shí)現(xiàn)輸入過(guò)欠壓、防反接、輸出箝位及輸出過(guò)流保護(hù)功能。下面對(duì)各種保護(hù)功能的實(shí)現(xiàn)中關(guān)鍵元件的取值及器件選型進(jìn)行介紹。

4.1 過(guò)壓、欠壓保護(hù)點(diǎn)的選取

如圖2所示，在電路正常工作期間，LTC4364-2通過(guò)其內(nèi)部的電壓比較器將F1的FB端反饋電壓(由圖2中電阻R8和R10分壓得到)和1.25 V的內(nèi)部基準(zhǔn)電壓相比較來(lái)控制F1的HGATE端電壓輸出，HGATE端電壓又決定了外部MOSFET管V1的導(dǎo)通程度，從而實(shí)現(xiàn)了電路在過(guò)壓情況下的閉環(huán)調(diào)整。當(dāng)輸出發(fā)生過(guò)壓情況時(shí)，在F1的TMR端的定時(shí)電容C8確定的定時(shí)周期內(nèi)HGATE端控制MOSFET管V1繼續(xù)導(dǎo)通(實(shí)際上V1沒(méi)有完全導(dǎo)通，而是處于非完全導(dǎo)通的閉環(huán)調(diào)整狀態(tài))，以保證系統(tǒng)在瞬時(shí)過(guò)壓浪涌期間不中斷工作。直到時(shí)間超過(guò)了設(shè)定的定時(shí)周期(定時(shí)周期由電容C8確定)時(shí)，HGATE端才控制MOSFET管V1關(guān)端。因?yàn)楸Ｗo(hù)電路后面的DC/DC輸入電壓范圍為9～36 V，所以計(jì)算過(guò)壓輸出箝位電壓Vreg(圖2中R1輸出端電壓)為35 V時(shí)R8和R10的取值為

(1)

取通過(guò)電阻分壓器R8和R10的電流為250 μA，R10=1.25 V/250 μA=5 kΩ，實(shí)際取5.1 kΩ，將R10=5.1 kΩ代入式(1)可以得到R8=137.7 kΩ，實(shí)際取137 kΩ。

同樣的道理，將輸入過(guò)壓點(diǎn)設(shè)置為78.5 V(其電壓通過(guò)電阻R5、R11分壓后在F1的11腳電壓為1.25 V)，輸入欠壓點(diǎn)設(shè)置為9 V(其電壓通過(guò)電阻R4、R9分壓后在F1的10腳電壓為1.25 V)，通過(guò)計(jì)算可以選取R4=180 kΩ，R9=30 kΩ，R5=620 kΩ，R11=10 kΩ。

4.2 過(guò)流保護(hù)門限的選取

LTC4364-2通過(guò)采樣電阻R1兩端的壓降來(lái)控制F1的HGATE端電壓輸出，HGATE端電壓又決定了外部MOSFET管V1的導(dǎo)通程度，從而實(shí)現(xiàn)了電路在過(guò)流情況下的閉環(huán)調(diào)整。采樣電阻R1兩端的壓降和內(nèi)部50 mV基準(zhǔn)電壓比較，當(dāng)采樣電阻上的壓降大于50 mV時(shí)電路進(jìn)入過(guò)流保護(hù)，同時(shí)F1的TMR端的定時(shí)電容C8確定的定時(shí)周期開(kāi)始計(jì)時(shí)。如果不用過(guò)流保護(hù)功能，只需將R1兩端直接連接即可。由于后端的DC/DC電路的額定輸入電壓為28 V(正常工作電壓范圍9～36 V)，其額定輸出負(fù)載為5 V/10 A。假設(shè)DC/DC電路的效率為85%，通過(guò)計(jì)算便可得到后端DC/DC電路在9 V電壓下啟動(dòng)時(shí)的啟動(dòng)電流約為6.54 A?？紤]到設(shè)計(jì)余量，取過(guò)流保護(hù)門限值為10 A，計(jì)算得到采樣電阻R1=50 mV/10 A=5 mΩ。

4.3 故障時(shí)間的選取

保護(hù)電路的故障時(shí)間由接在F1器件TMR端的電容CTMR(圖2中的C8)來(lái)確定。在過(guò)壓故障時(shí)間內(nèi)，輸出電壓被箝位在電阻R8和R10所設(shè)定的35 V。在過(guò)流故障時(shí)間內(nèi)，輸出電流被限流在電阻R1所設(shè)定的10 A。當(dāng)超過(guò)C8所設(shè)定的故障時(shí)間時(shí)F1通過(guò)關(guān)斷外部MOSFET管V1來(lái)保護(hù)電路不受損壞。電容CTMR同樣控制電路的冷卻時(shí)間，當(dāng)冷卻時(shí)間結(jié)束后LTC4364-2將會(huì)自動(dòng)重啟。當(dāng)發(fā)生過(guò)壓或者過(guò)流時(shí)，內(nèi)部電流源開(kāi)始向電容CTMR充電，當(dāng)F1的TMR端的電壓VTMR達(dá)到1.25 V時(shí)，F(xiàn)LT端被置低電平，發(fā)出電源故障告警信號(hào)。從LTC4364-2的器件手冊(cè)可以看到，電容CTMR的充電電流與F1的VCC和VOUT間的電壓差成正比，VCC和VOUT間的電壓差越大則電容CTMR的充電電流越大。在過(guò)壓保護(hù)的情況下取VCC和VOUT間的電壓差為45 V(輸入為80 V，輸出為35 V)，從器件手冊(cè)中的圖表查詢到此時(shí)ITMR(UP)OV約為31 μA，再利用手冊(cè)中的計(jì)算公式得到故障時(shí)間

(2)

當(dāng)VTMR達(dá)到1.25 V時(shí)，CTMR的充電電流固定為5 μA，故從FLT置低到MOSFET管V1關(guān)斷之間的告警時(shí)間

(3)

當(dāng)VTMR達(dá)到1.35 V時(shí)，LTC4364-2會(huì)立即將外部的MOSFET關(guān)斷。為了保持電路的輸入電壓上有80 V/50 ms過(guò)壓浪涌時(shí)其輸出電壓不中斷，總的過(guò)壓保護(hù)時(shí)間必須大于50 ms，故總過(guò)壓保護(hù)時(shí)間

TOV=Tflt+Twarning≥50 ms 。

(4)

將式(2)和式(3)代入到式(4)中得到CTMR≥0.829 μF。為了保留設(shè)計(jì)余量，實(shí)際CTMR值可取1.1 μF(即圖2中C8取值為1.1 μF)。將其依次代入到式(2)～(4)得到故障時(shí)間Tflt=44.4 ms，告警時(shí)間Twarning=22 ms，總過(guò)壓保護(hù)時(shí)間TOV=66.4 ms。

過(guò)流保護(hù)時(shí)，VTMR達(dá)到1.35 V的充電電流一直保持不變，在輸出短路保護(hù)的情況下取VCC和VOUT間的電壓差為28 V(輸入為28 V，輸出為0 V)，在輸出過(guò)流保護(hù)的情況下取VCC和VOUT間的電壓差為26 V(輸入為28 V，輸出為2 V)，從器件手冊(cè)中的圖表查詢得到ITMR(UP)OC1約為102 μA(輸出短路時(shí))，ITMR(UP)OC2約為96 μA(輸出過(guò)流時(shí))，輸出短路保護(hù)時(shí)總的過(guò)流保護(hù)時(shí)間

(5)

輸出過(guò)流保護(hù)時(shí)總的過(guò)流保護(hù)時(shí)間

(6)

將CTMR=1.1 μF代入式(5)和式(6)得到輸出短路保護(hù)時(shí)總的過(guò)流保護(hù)時(shí)間為TOC1=14.6 ms，其中故障時(shí)間Tflt=13.5 ms，告警時(shí)間Twarning=1.1 ms；輸出過(guò)流保護(hù)時(shí)總的過(guò)流保護(hù)時(shí)間為TOC2=15.5 ms，其中故障時(shí)間Tflt=14.4 ms，告警時(shí)間Twarning=1.1 ms。

器件故障結(jié)束以后，電容CTMR以2 μA電流對(duì)地放電，當(dāng)TMR腳的電壓第32次下降到0.15 V時(shí)LTC4364-2會(huì)自動(dòng)重啟，可以計(jì)算出從故障結(jié)束到LTC4364-2自動(dòng)重啟間的冷卻時(shí)間為

(7)

從上面的計(jì)算可以看到：在80 V過(guò)壓浪涌的情況下，電路將在66.4 ms(在該時(shí)間內(nèi)輸出電壓鉗位到35 V)后關(guān)斷其輸出；在輸出短路的情況下，電路將在14.6 ms(在該時(shí)間內(nèi)輸出電流限流到10 A)后關(guān)斷其輸出，并且都將在41.6 s后自動(dòng)重啟(如果輸入電壓在冷卻定時(shí)器周期結(jié)束時(shí)高于設(shè)置的輸入過(guò)壓門限78.5 V，則圖2中器件V1將保持關(guān)斷狀態(tài)，直到輸入過(guò)壓情況被清除為止)。

4.4 場(chǎng)效應(yīng)管的選取

在正常工作中，被動(dòng)功率器件V1完全導(dǎo)通，功率耗散非常少，但是在過(guò)壓或過(guò)流故障期間，功率器件MOSFET(圖2中的V1)并沒(méi)有立即關(guān)斷，而是在線性區(qū)工作較長(zhǎng)一段時(shí)間(見(jiàn)4.3節(jié))，MOSFET器件V1在關(guān)斷前一直處于非完全導(dǎo)通的閉環(huán)調(diào)整狀態(tài)，其功耗較大，因此對(duì)MOSFET器件V1的性能提出了較高要求。選擇N溝道MOSFET器件的主要參數(shù)如下：導(dǎo)通電阻RDS(ON)、最大漏源電壓V(BR)DSS、漏極連續(xù)工作電流ID、漏極脈沖工作電流IDM、柵極門限電壓VGS(TH)和安全工作區(qū)(Safe Operating Area,SOA)曲線。選取原則是：最大漏源電壓V(BR)DSS必須大于最大輸入電壓的2倍(因?yàn)樵谳敵龆搪坊蛘咻斎脒^(guò)壓情況時(shí)，輸入電壓全都降落在器件V1上；在輸入短路時(shí)，輸出端電容保持的電壓全都?jí)航翟谄骷2上)；器件導(dǎo)通電流最好不要超過(guò)它的額定漏極電流值；安全工作區(qū)SOA曲線必須符合實(shí)際的使用環(huán)境。

在設(shè)計(jì)故障時(shí)間電容CTMR(圖2中的C8)的取值時(shí)，一定要計(jì)算出在過(guò)壓或過(guò)流情況下MOSFET器件V1的功耗，以確保MOSFET器件的結(jié)溫不超過(guò)其最大可允許的結(jié)溫Tj。下面分別計(jì)算在過(guò)壓和輸出短路情況下，MOSFET器件V1上面所承受的功率情況。在過(guò)壓時(shí),由于DC/DC(假設(shè)其效率為85%)負(fù)載為50 W，同時(shí)其輸入端的電壓被鉗位到35 V,所以DC/DC輸入端的電流I=(50/0.85)/35=1.68 A，故取I為1.7 A。此時(shí)V1承受的最大功耗P1=(80V-35V)×1.7A=76.5 W，在輸出VOUT=0 V的嚴(yán)重輸出短路場(chǎng)合中，由LTC4364芯片資料知道，此時(shí)R1兩端的最大壓降為32 mV，所以V1承受的最大功率耗散P2=28 V×32 mV/5 mΩ=179.2 W。在輸出過(guò)載或軟短路期間，由LTC4364芯片資料知道，此時(shí)R1兩端的最大壓降為55 mV,所以 V1承受的最大功率耗散P3=(28V-2V)×55 mV/5 mΩ=286 W。由上述計(jì)算結(jié)果可見(jiàn)，在輸出過(guò)載或軟短路期間V1承受的最大功耗最大，在結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)時(shí)必須將器件V1的熱量以盡量小的熱阻耗散到周圍空間。

要保障MOSFET器件V1的安全性，就必須讓其工作在安全工作區(qū)內(nèi)。由APL502L芯片資料知道其主要參數(shù)為：漏源電壓V(BR)DSS最大為500 V，在25℃環(huán)境條件下，漏極電流ID為58A，最大耗散功率PD=730 W，最大耗散功率PD隨溫升的降額因子為5.84 W/℃，所以在80℃高溫環(huán)境下最大耗散功率為408.8 W(仍然大于最惡劣情況下軟短路期間的286 W功率)。在權(quán)衡了漏源電壓、漏極電流、最大耗散功率及SOA曲線的情況下，本設(shè)計(jì)選擇V1的型號(hào)為APL502L，其SOA曲線如圖3所示，可見(jiàn)其完全能夠承受80 V/50 ms的過(guò)壓浪涌和過(guò)流調(diào)整下的功耗。由于后級(jí)MOSFET器件V2只提供反接保護(hù)的功能，故可選擇V2的型號(hào)為IRFS4010，其導(dǎo)通電阻RDS(ON)、最大漏源電壓V(BR)DSS、漏極連續(xù)工作電流ID均可滿足本設(shè)計(jì)的要求。

圖3 APL502L安全工作區(qū)

Fig.3 Safe operating area of APL502L

4.5 限制浪涌電流的電容值選取

由于可以通過(guò)控制LTC4364的HGATE引腳電壓轉(zhuǎn)換速率來(lái)限制至任何負(fù)載電容的浪涌電流?？梢愿鶕?jù)實(shí)際的需要來(lái)選擇F1的HGATE引腳和地之間連接的外部電容CHG(圖2中C1)的電容量大小，其計(jì)算公式為

CHG=(Ihgate(up)×CL)/Iinrush。

(8)

從器件資料上查到Ihgate(up)=19 μA,同時(shí)取CL=150 μF、Iinrush=4 A代入式(8)得到CHG=0.7 nF。所以通常情況下取CHG=10 nF，即可滿足絕大多數(shù)情況下的對(duì)浪涌電流的限制要求，故取圖2中的C1=10 nF，C2=150 μF。

4.6 儲(chǔ)能電容電容值的選取

在28 V電源輸入情況下，輸入電壓通過(guò)電阻R7給儲(chǔ)能電容C7充電到28 V。當(dāng)輸入電壓中斷時(shí)，電容C7通過(guò)V6給后級(jí)DC/DC電路放電(因?yàn)槠骷2有防反接的功能)。本設(shè)計(jì)中后級(jí)DC/DC電路的額定負(fù)載為5 V/10 A，假設(shè)DC/DC效率為85%，現(xiàn)計(jì)算儲(chǔ)能電容C7電容量的大小。

根據(jù)能量守恒公式：

(9)

式中：T為輸入電源掉電時(shí)儲(chǔ)能電容放電時(shí)間，取50ms；U1取正常工作電壓27V；U2取最低工作電壓9.7V。計(jì)算可得C為9 265.6μF，考慮到設(shè)計(jì)余量，故取C7=12 000μF。

5 仿真分析

由于在80 V/50 ms過(guò)壓浪涌期間和輸出短路保護(hù)期間(圖2中器件V1關(guān)斷前)，器件V1處于非完全導(dǎo)通的調(diào)整狀態(tài)，它上面消耗的功率較大。為了驗(yàn)證前面電路計(jì)算分析時(shí)關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)的正確性，同時(shí)為了在做實(shí)驗(yàn)電路時(shí)不至于損壞后端電路元器件，按照?qǐng)D2的電路圖用凌特公司的仿真軟件LTspice IV對(duì)該電路進(jìn)行過(guò)壓保護(hù)和輸出短路保護(hù)的仿真分析，由于篇幅有限，在此不再列出各種保護(hù)情況下的仿真波形圖，只以表格的形式列出仿真結(jié)果，并同前面的理論計(jì)算值進(jìn)行比較。其計(jì)算值和仿真值對(duì)比表如表1所示。

表1 計(jì)算值和仿真值對(duì)比表Tab.1 Comparison between calculated value and simulated value

從表1的對(duì)比結(jié)果可見(jiàn)，除過(guò)壓保護(hù)關(guān)斷前輸出電壓鉗位時(shí)間的計(jì)算值和仿真值差異稍大外(因?yàn)槠骷Y料中的ITMR(UP)OV曲線是在VOUT=5 V的測(cè)試條件下給出的，而本方案中的VOUT=28 V，從而帶來(lái)了差異)，其他各項(xiàng)的計(jì)算值和仿真值都非常接近。由于過(guò)壓保護(hù)、過(guò)流保護(hù)的啟動(dòng)時(shí)間只有幾十毫秒，而電路自動(dòng)恢復(fù)時(shí)間長(zhǎng)達(dá)42 s，這就有利于圖2中器件V1有充分的時(shí)間進(jìn)行散熱，從而提高了器件V1的可靠性。

6 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

在前面的電路原理和仿真分析的基礎(chǔ)上，做出了硬件實(shí)驗(yàn)電路，其外形如圖4所示。圖4中包含了圖2的保護(hù)電路中除C2和C7之外的所有器件。

圖4 保護(hù)電路實(shí)物圖

Fig.4 Photo of the protective circuit

對(duì)其進(jìn)行了實(shí)際測(cè)試，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如表2所示。從測(cè)試結(jié)果可以看到，該設(shè)計(jì)方案完全達(dá)到了設(shè)計(jì)目標(biāo)。由于篇幅有限，只列出了過(guò)壓浪涌測(cè)試時(shí)保護(hù)電路輸入、輸出電壓波形(其他各種保護(hù)情況下的實(shí)驗(yàn)測(cè)試波形圖在此不再列出)，如圖5所示，可見(jiàn)在80 V/50 ms輸入電源過(guò)壓浪涌期間，其輸出電壓被穩(wěn)定地鉗位到35 V后輸出，從而有效保護(hù)了后級(jí)電路的安全。

表2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證測(cè)試結(jié)果

Tab.2 Test result for experimental verification

測(cè)試項(xiàng)目測(cè)試結(jié)果輸入電源正負(fù)極性反接設(shè)備無(wú)損壞80V/50ms過(guò)壓浪涌測(cè)試過(guò)壓浪涌期間,DC/DC電路輸入端電壓被鉗位到35V,DC/DC電路輸出的5V電壓保持穩(wěn)定輸出8V/50ms欠壓浪涌測(cè)試欠壓浪涌期間,DC/DC電路輸入端電壓從28V逐漸下降到了15V,DC/DC電路輸出的5V電壓保持穩(wěn)定輸出0V/50ms輸入電源中斷測(cè)試輸入電源中斷期間,DC/DC電路輸入端電壓從28V逐漸下降到了15V,DC/DC電路輸出的5V電壓保持穩(wěn)定輸出輸入浪涌電流抑制功能上電時(shí)電源輸入端瞬態(tài)電流為8A具有過(guò)流保護(hù)功能輸出端對(duì)地短路時(shí),保護(hù)電路無(wú)輸出電壓,設(shè)備無(wú)損壞

圖5 過(guò)壓浪涌測(cè)試時(shí)保護(hù)電路輸入、輸出電壓波形

Fig.5 Input and output voltage waveforms of the protective circuit during overvoltage surge test

7 結(jié) 論

本文提出的直流電源輸入端保護(hù)電路具有設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單、直流電壓壓降小、保護(hù)功能全面、成本低、體積小的特點(diǎn)。經(jīng)過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，該電路可以有效防止輸入電壓極性反接導(dǎo)致設(shè)備損壞，抑制輸入端的瞬態(tài)電壓尖峰和浪涌電壓，限制開(kāi)機(jī)浪涌電流，鉗位其輸出電壓到后級(jí)電路的安全工作電源電壓范圍內(nèi)。該方案在工程實(shí)踐中具有較好的應(yīng)用價(jià)值，目前已在多個(gè)機(jī)載平臺(tái)項(xiàng)目中成功應(yīng)用。

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曾凡東(1974—)，男，重慶忠縣人，1997年于西安電子科技大學(xué)獲學(xué)士學(xué)位，現(xiàn)為工程師，主要從事機(jī)載通信電源和電磁兼容方面的研究。

ZENG Fandong was born in Zhongxian,Chongqing,in 1974.He received the B.S. degree from Xidian University in 1997.He is now an engineer.His research concerns airborne communication power supply and EMC.

Email:tiger876@sina.com

Input Protective Circuit Design of DC Power Supply for Airborne Electronic Equipment

ZENG Fandong

(Southwest China Institute of Electronic Technology,Chengdu 610036,China)

In order to reduce the harm to the airborne electronic equipment caused by the transient voltage，surge voltage，reverse input of the power supply and the short of the load,according to the characteristics of the current +28 V DC airborne power system,a solution is proposed which can overcome the harm caused by the input overvoltage，input under-voltage,reverse input and the short or over-current of the load.In the solution LTC4364 and APL502L are chosen as the core chips. The main features of the design are introduced,the operating principle is analyzed and the design of scheme is described,and finally the circuit optimization and actual verification for the whole system are conducted. The results indicate that it has a good performance and the design requirements are fully satisfied.The design has been successfully applied in a radio set and the circuit performs well.

airborne electronic equipment；DC power supply;surge voltage；protective circuit design

10.3969/j.issn.1001-893x.2016.07.019

曾凡東.機(jī)載電子設(shè)備直流電源輸入端保護(hù)電路設(shè)計(jì)[J].電訊技術(shù)，2016,56(7):820-825.[ZENG Fandong.Input protective circuit design of DC power supply for airborne electronic equipment[J].Telecommunication Engineering,2016,56(7):820-825.]

2016-03-15；

2016-06-03 Received date:2016-03-15；Revised date：2016-06-03

TN86

A

1001-893X(2016)07-0820-06

**通信作者：tiger876@sina.com Corresponding author：tiger876@sina.com