劉躍宣，馬志強(qiáng)，曾 輝，余大波

(通信訓(xùn)練基地，河北 宣化 075100)

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一種高效的混合M元擴(kuò)頻通信方案*

劉躍宣**，馬志強(qiáng)，曾 輝，余大波

(通信訓(xùn)練基地，河北 宣化 075100)

為進(jìn)一步提高擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的頻帶利用率和抗截獲性能，將正交擴(kuò)頻技術(shù)與碼相位循環(huán)移位調(diào)制技術(shù)相結(jié)合，提出了一種新的高效多進(jìn)制擴(kuò)頻通信方案。在正交信道的每條支路上，首先采用M元雙正交擴(kuò)頻調(diào)制，再以每一個(gè)擴(kuò)頻碼為原型碼進(jìn)行碼相位循環(huán)移位調(diào)制，選用專用的偽噪聲碼進(jìn)行同步，在接收端用基于變換域處理的循環(huán)相關(guān)器進(jìn)行解擴(kuò)。計(jì)算機(jī)仿真表明，該方案易于實(shí)現(xiàn)同步，同時(shí)有較高的頻帶利用率和更強(qiáng)的抗截獲性能。該方案在衛(wèi)星隱蔽通信、數(shù)據(jù)鏈通信等領(lǐng)域有較大的應(yīng)用價(jià)值。

直接序列擴(kuò)頻通信；M元擴(kuò)頻；雙正交擴(kuò)頻；碼相位循環(huán)移位調(diào)制；循環(huán)相關(guān)

1 引 言

直接序列擴(kuò)頻通信因具有較強(qiáng)的抗干擾、抗截獲、抗多徑性能而應(yīng)用廣泛，但頻帶利用率較低。M元擴(kuò)頻(或稱為多進(jìn)制擴(kuò)頻)通信與傳統(tǒng)的直擴(kuò)系統(tǒng)相比,在相同的帶寬條件下可以獲得更高的信息傳輸速率或擴(kuò)頻處理增益，大大提高了頻帶利用率，且其頻譜更接近于白噪聲，從而具有更強(qiáng)的抗截獲性和信息保密性，得到了日益廣泛的應(yīng)用。

選用M個(gè)相互正交(或近似正交)的偽噪聲(Pseudo Noise，PN)碼構(gòu)成擴(kuò)頻碼集，利用一個(gè)擴(kuò)頻碼傳輸lbM比特信息(lb表示以2為底的對數(shù))，稱為正交擴(kuò)頻[1]。在其基礎(chǔ)上進(jìn)行BPSK調(diào)制，稱為雙正交擴(kuò)頻[2]，這樣可以多傳輸1比特信息，或節(jié)省一半的擴(kuò)頻碼數(shù)量。這種多進(jìn)制擴(kuò)頻方式所需擴(kuò)頻碼的條數(shù)與每符號(hào)所包含的比特?cái)?shù)成指數(shù)關(guān)系，隨著所需擴(kuò)頻碼條數(shù)的增加，選碼的難度相應(yīng)增加，同時(shí)擴(kuò)頻碼的捕獲和跟蹤也變得困難。

利用一條原型PN碼的循環(huán)移位碼構(gòu)成擴(kuò)頻碼集，擴(kuò)頻碼相位攜帶信息，可以實(shí)現(xiàn)與正交擴(kuò)頻同樣的效果，且大大減少了對擴(kuò)頻碼的需求，稱為碼相位循環(huán)移位調(diào)制(Code Phase Shifting Keying,CPSK)擴(kuò)頻，或者循環(huán)碼移鍵控(Cyclic Code Shift Keying，CCSK)擴(kuò)頻[3-6],但它需要額外提供擴(kuò)頻碼同步信息。CPSK擴(kuò)頻系統(tǒng)的擴(kuò)頻碼同步主要有同步信道法和幀頭法[6]。

本文將正交擴(kuò)頻技術(shù)與CPSK擴(kuò)頻技術(shù)相結(jié)合，提出了一種新的高效的M元擴(kuò)頻通信方案，我們稱之為混合M元擴(kuò)頻。與傳統(tǒng)的正交擴(kuò)頻和CPSK擴(kuò)頻相比，該方案進(jìn)一步提高了信息傳輸速率和頻帶利用率，且具有優(yōu)良的同步性能。

2 混合M元擴(kuò)頻通信方案

2.1 發(fā)射端設(shè)計(jì)

在發(fā)射端，將信源產(chǎn)生的二進(jìn)制數(shù)據(jù)流進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，分成I、Q支路。在每條支路，設(shè)計(jì)每個(gè)PN碼傳輸k=m+n比特信息數(shù)據(jù)，故在每條支路將每k比特信息數(shù)據(jù)分為一組。

第一步，對每組數(shù)據(jù)的前m比特信息數(shù)據(jù)進(jìn)行U=2m進(jìn)制雙正交擴(kuò)頻：選取U/2個(gè)相互正交或近似正交的PN碼(例如可以選擇U/2個(gè)同一碼族中的Gold碼、Bent碼、OG碼、OB碼等)PN1，PN2，…，PNU/2構(gòu)成擴(kuò)頻碼集{C(u,0)|u=1，2，…，U}，其中擴(kuò)頻碼C(1,0)=PN1，C(2,0)=PN2,…,C(U/2,0)=PNU/2,C(U/2+1,0)=-PN1,C(U/2+2,0)=-PN2,…,C(U,0)=-PNU/2，其中第二個(gè)下標(biāo)“0”表示擴(kuò)頻碼循環(huán)移位值為零。根據(jù)m比特信息數(shù)據(jù)從該碼集中選擇一個(gè)擴(kuò)頻碼C(u,0)與之對應(yīng)。

第二步，對每組數(shù)據(jù)的后n比特信息數(shù)據(jù)進(jìn)行V=2n進(jìn)制的CPSK調(diào)制：以上述選定的擴(kuò)頻碼C(u,0)作為原型碼進(jìn)行循環(huán)移位，共產(chǎn)生包括原型碼在內(nèi)的V個(gè)循環(huán)移位碼構(gòu)成CPSK擴(kuò)頻碼集{C(u,v)|v=1,2,…,V}，根據(jù)后n比特信息數(shù)據(jù)從該碼集中選擇一個(gè)擴(kuò)頻碼C(u,v)與之對應(yīng)。這樣，信道上傳輸?shù)拿恳粋€(gè)擴(kuò)頻碼攜帶k=m+n比特信息。我們把攜帶信息的PN碼稱為信息碼。

第三步，組幀并加入同步碼：選擇與第一步擴(kuò)頻碼集中的偽噪聲碼在同一碼族但與其均不同的碼PNsyn作為同步碼。在I、Q支路中，同步碼PNsyn在每幀中的位置要相同，保證在兩個(gè)支路同時(shí)傳遞以便提取同步信息。

最后,信號(hào)以正交調(diào)制的方式發(fā)射出去?？梢?，本系統(tǒng)需要U/2+1條PN碼。發(fā)射端系統(tǒng)原理框圖如圖1所示。

圖1 發(fā)射端系統(tǒng)原理框圖

Fig.1 Functional block diagram of transmitter

2.2 接收端設(shè)計(jì)

接收端系統(tǒng)原理框圖如圖2所示。首先進(jìn)行正交下變頻，把接收到的射頻信號(hào)變換為I、Q兩個(gè)支路的基帶信號(hào)。PN碼同步模塊用非相干解擴(kuò)實(shí)現(xiàn)碼同步，并進(jìn)行載波相偏估計(jì)(本文未考慮載波頻偏)，載波相偏信息反饋到壓控振蕩器(Voltage Controlled Oscillator，VCO)實(shí)現(xiàn)載波同步。系統(tǒng)同步后，在每個(gè)支路用基于變換域處理的循環(huán)相關(guān)器[3-4]進(jìn)行混合M元擴(kuò)頻的解擴(kuò)，并進(jìn)行判決(算法詳見本文第4部分)，最后進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換，得到原始的二進(jìn)制數(shù)據(jù)流。

圖2 接收端系統(tǒng)原理框圖

Fig.2 Functional block diagram of receiver

3 同步算法和性能

在擴(kuò)頻系統(tǒng)中，同步包括載波同步和擴(kuò)頻碼同步,其中載波同步包括載波頻率同步和相位同步[7]。由于對載波頻偏的估計(jì)和糾正的算法較多[8-9],本文對載波頻偏的影響不再分析，認(rèn)為無載波頻偏。

同步是通信系統(tǒng)可靠工作的前提，同步系統(tǒng)的性能對整個(gè)系統(tǒng)的性能有非常重要的影響，所以，選用一個(gè)獨(dú)立于信息碼的PN碼用來實(shí)現(xiàn)高性能的同步是值得的。由于同步碼獨(dú)立于信息碼，所以與同步碼自相關(guān)峰值相比，同步碼與所有信息碼的互相關(guān)值都很小(互相關(guān)性能由選擇的PN碼族的性能而定，理想情況下為零)。

3.1 同步原理

在接收端采用非相關(guān)解擴(kuò)實(shí)現(xiàn)PN碼同步，系統(tǒng)原理框圖如圖3所示。當(dāng)本地同步碼與發(fā)送的同步碼同相時(shí)，同步系統(tǒng)輸出峰值，其他時(shí)刻同步系統(tǒng)輸出值均遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于峰值,所以同步系統(tǒng)峰值出現(xiàn)時(shí)刻即為系統(tǒng)同步時(shí)刻。

圖3 同步系統(tǒng)原理框圖

Fig.3 Block diagram of synchronization system

為便于分析，暫時(shí)忽略信道噪聲的影響。設(shè)幀長為N個(gè)PN碼長度，即每傳(N-1)條信息碼就插入一個(gè)同步碼。PN碼的周期為T，則幀周期為NT。發(fā)送端信號(hào)為

s(t)=PNI(t)cos(2πft)+PNQ(t)sin(2πft) 。

(1)

式中：f為載波頻率；PNI(t)、PNQ(t)表示發(fā)送端I路和Q路的擴(kuò)頻碼。當(dāng)發(fā)送數(shù)據(jù)信息時(shí)，PNI(t)和PNQ(t)為擴(kuò)頻碼集{C(u,v)|v=1,2,…,V}中的信息碼;當(dāng)發(fā)送同步信息時(shí)，兩支路同時(shí)發(fā)送同步碼PNsyn(t)，此時(shí)PNI(t) =PNQ(t) =PNsyn(t)。

在接收端，信號(hào)經(jīng)正交下變頻和低通濾波后，I、Q支路的信號(hào)為

(2)

式中：φ為收發(fā)端存在的載波相偏。

將本地同步碼PNsyn(t)分別與I、Q支路信號(hào)進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。設(shè)t=t0時(shí)，發(fā)送端傳送同步信息且本地同步碼與發(fā)送同步碼同相，有

(3)

(4)

取兩支路信號(hào)的平方和得到最大相關(guān)峰值：

Emax=rSI(t0)2+rSQ(t0)2=2T2。

(5)

若同步系統(tǒng)在t0時(shí)刻輸出峰值，表示該時(shí)刻位于幀頭的同步碼與本地同步碼相匹配，則t=t0+kT,(k=0,±1…)即為同步時(shí)刻，以后第k幀的起始時(shí)刻為tk=t0+kNT。至此，同步捕獲完成，在此基礎(chǔ)上進(jìn)入同步跟蹤階段。

實(shí)現(xiàn)同步后，利用同步信息進(jìn)一步分析載波相偏。將同步時(shí)刻I、Q支路相關(guān)峰輸出rSI(t0)和rSQ(t0)寫成復(fù)數(shù)形式：

(6)

式中：φ′=φ+π/4可以用同步相關(guān)峰復(fù)數(shù)值的實(shí)部和虛部運(yùn)算得到φ′值，進(jìn)一步得到φ值[6]。正交下變頻模塊可以根據(jù)得到的φ值進(jìn)行載波相偏的糾正。

3.2 同步性能仿真

由上述分析可知，本同步模塊只有在同步時(shí)刻輸出峰值，非同步時(shí)刻同步系統(tǒng)輸出值遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于峰值。而用文獻(xiàn)[6]的方法，非同步時(shí)刻同步系統(tǒng)輸出值的最大值為同步時(shí)刻峰值的一半，如圖4所示。

圖4 同步系統(tǒng)歸一化相關(guān)峰值圖

Fig.4 Unitary corrlated peak value of synchronous system

為了衡量同步相關(guān)峰值的明顯性，我們定義參數(shù)峰值差(Peak Power Difference，PPD)為

PPD=10lg(Emax/E2) 。

(7)

式中：Emax表示一個(gè)幀周期內(nèi)同步系統(tǒng)輸出峰值；E2表示一個(gè)幀周期內(nèi)同步系統(tǒng)輸出值中除了Emax外的峰值；lg表示以10為底的對數(shù)。

本方案和文獻(xiàn)[6]的平均PPD參數(shù)如圖5所示，仿真環(huán)境為MATLAB，PN碼用Gold序列，碼長度為63，每個(gè)信息碼傳輸4 b信息，幀長為4個(gè)PN碼長度，PPD數(shù)值取1 000個(gè)幀周期計(jì)算結(jié)果的平均值?？梢?，本文的同步方案的性能要明顯優(yōu)于文獻(xiàn)[6]。

圖5 同步系統(tǒng)輸出平均PPD參數(shù)隨信噪比的變化

Fig.5 Average PPD performance of synchronous system

4 解擴(kuò)算法和性能

4.1 解擴(kuò)算法

在接收端，系統(tǒng)同步后，每個(gè)支路設(shè)置U/2個(gè)基于變換域處理的循環(huán)相關(guān)器[3-4]。在一個(gè)PN碼周期內(nèi)，第i個(gè)相關(guān)器計(jì)算PNi與接收信號(hào)的循環(huán)相關(guān)，輸出為V值序列{R(i,j)|j=1,2，…，V}，序列元素的序號(hào)j對應(yīng)CPSK調(diào)制的循環(huán)移位值v，所有U/2個(gè)循環(huán)相關(guān)器的輸出構(gòu)成一個(gè)U/2×V的相關(guān)矩陣R=[R(i,j)|i=1,2,…,U/2；j=1,2,…,V]。對相關(guān)矩陣元素的絕對值進(jìn)行擇大判決，最值的正負(fù)號(hào)和最值的行序號(hào)i可確定對應(yīng)的前m比特二進(jìn)制數(shù)據(jù)，最值的列序號(hào)j可確定對應(yīng)的后n比特二進(jìn)制數(shù)據(jù)。解擴(kuò)系統(tǒng)原理框圖如圖6所示。

圖6 混合M元擴(kuò)頻解擴(kuò)原理框圖

Fig.6 The functional block diagram of de-spread

4.2 解擴(kuò)性能分析

下面分析其誤碼率性能。無論是正交擴(kuò)頻還是CPSK擴(kuò)頻，其本質(zhì)都是多元正交信號(hào)傳輸系統(tǒng)。本文所述的混合M元擴(kuò)頻，本質(zhì)上是一個(gè)M元雙正交信號(hào)傳輸系統(tǒng)。在加性高斯白噪聲(Additional White Gauss Noise,AWGN)信道環(huán)境下，混合M元擴(kuò)頻通信系統(tǒng)每個(gè)支路的符號(hào)錯(cuò)誤概率為[10]

(8)

式中：ES為符號(hào)能量；N0為加性高斯白噪聲雙邊功率譜密度。比特錯(cuò)誤概率為

(9)

式中：k=lbM(其中l(wèi)b表示以2為底的對數(shù))。因?yàn)镮、Q支路數(shù)據(jù)信息是平均分配的，故系統(tǒng)總的比特錯(cuò)誤概率也為Pb。

4.3 解擴(kuò)性能仿真

利用MATLAB軟件建立混合M元擴(kuò)頻通信系統(tǒng)模型，用Monte-Carlo方法進(jìn)行系統(tǒng)性能仿真。PN采用Gold序列，序列長度為63?；旌螹元擴(kuò)頻采用k=m+n體制，即每個(gè)信息碼傳遞k比特信息，其中正交擴(kuò)頻傳遞m比特，CPSK傳遞n比特。分別仿真了k=3=3+0、k=4=3+1、k=5=3+2、k=6=3+3等幾種情況下系統(tǒng)誤比特率，如圖7所示。

圖7 本方案誤比特率理論值與仿真值

Fig.7 Theoretical value and simulated value of BER

仿真結(jié)果表明本方案誤比特性能理論值與仿真值基本一致，驗(yàn)證了系統(tǒng)的正確性。但隨著k的增大，系統(tǒng)性能有少量損失，主要是由于PN碼的相關(guān)性能不理想造成的。新系統(tǒng)的誤比特性能與傳統(tǒng)的雙正交M元擴(kuò)頻一致。

4.4 混合M元擴(kuò)頻的優(yōu)勢

由以上分析可知，本方案中一個(gè)信息碼可以傳輸k=m+n比特信息。而在擴(kuò)頻增益、信號(hào)占用帶寬相同的情況下，文獻(xiàn)[2]中雙正交擴(kuò)頻方案的一個(gè)信息碼只能傳輸m比特，文獻(xiàn)[6]中CPSK擴(kuò)頻方案只能傳輸n比特。因此，在同等條件下，本方案傳輸速率是文獻(xiàn)[2]中雙正交擴(kuò)頻方案的k/m倍，是文獻(xiàn)[6]中CPSK擴(kuò)頻方案的k/n倍，提高了傳輸速率和頻帶利用率。

由于信道上傳輸?shù)腜N碼既包括不同的擴(kuò)頻碼，又包括擴(kuò)頻碼的移位碼，因此信道傳輸?shù)腜N碼更具隨機(jī)性，信號(hào)頻譜更接近高斯白噪聲。同時(shí)，由于利用單獨(dú)的同步碼進(jìn)行同步，同步性能比文獻(xiàn)[6]有了顯著提高。

5 結(jié)束語

結(jié)合正交擴(kuò)頻與碼相位循環(huán)移位調(diào)制兩種技術(shù)，本文提出了一種新的高效的多進(jìn)制擴(kuò)頻通信方案，稱為混合M元擴(kuò)頻，與傳統(tǒng)的正交擴(kuò)頻或CPSK擴(kuò)頻相比，具有頻帶利用率高、抗截獲性和信息保密性強(qiáng)、同步性能好等優(yōu)點(diǎn)。但是，由于復(fù)雜度增加，導(dǎo)致系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)需要硬件開銷較大。該方案在諸如衛(wèi)星隱蔽通信、數(shù)據(jù)鏈通信等領(lǐng)域有比較大的應(yīng)用價(jià)值與現(xiàn)實(shí)意義。進(jìn)一步深入研究本課題的重點(diǎn)主要在兩個(gè)方面：一是研究構(gòu)造性能優(yōu)良的PN碼，因構(gòu)造和選擇具有良好自相關(guān)與互相關(guān)性能、數(shù)量豐富的PN碼是該系統(tǒng)的基礎(chǔ)，對系統(tǒng)性能有非常大的影響；二是研究和設(shè)計(jì)優(yōu)良高效的硬件實(shí)現(xiàn)算法，最大程度降低硬件開銷。

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劉躍宣(1980—)，男，河北安平人，2007年于解放軍理工大學(xué)獲碩士學(xué)位，現(xiàn)為講師，主要研究方向?yàn)樾l(wèi)星通信、信息對抗;

LIU Yuexuan was born in Anping,Hebei Province,in 1980.He received the M.S.degree from PLA University of Science and Technology in 2007.He is now a lecturer.His research concerns satellite communications and information countermeasure.

Email:yuexuanliu@163.com

馬志強(qiáng)(1973—)，男，遼寧北鎮(zhèn)人，2007年于解放軍理工大學(xué)獲碩士學(xué)位，現(xiàn)為高級講師，主要研究方向?yàn)闊o線通信;

MA Zhiqiang was born in Beizhen,Liaoning Province,in 1973.He received the M.S.degree from PLA University of Science and Technology in 2007.He is now a senior lecturer.His research concerns wireless communication.

曾 輝(1974—)，男，江西萬安人，2007年于解放軍理工大學(xué)獲碩士學(xué)位，現(xiàn)為講師，主要研究方向?yàn)閿?shù)據(jù)鏈；

ZENG Hui was born in Wan′an,Jiangxi Province,in 1974.He received the M.S.degree from PLA University of Science and Technology in 2007.He is now a lecturer.His research direction is datalink.

余大波(1970—)，男，湖南岳陽人，2007年于解放軍理工大學(xué)獲碩士學(xué)位，現(xiàn)為高級講師，主要研究方向?yàn)殡姶蓬l譜管理。

YU Dabo was born in Yueyang,Hunan Province,in 1970.He received the M.S.degree from PLA University of Science and Technology in 2007.He is now a senior lecturer.His research concerns electromagnetic spectrum management.

An Efficient Hybrid M-ary Spread Spectrum Communication Scheme

LIU Yuexuan，MA Zhiqiang，ZENG Hui，YU Dabo

(Communications Training Base,Xuanhua 075100,China)

In order to further improve the bandwidth efficiency and anti-intercept capability of spread spectrum(SS) communication system,a new efficient M-ary SS communication scheme is proposed,which combines orthogonal SS and code phase shifting keying(CPSK) technique.In each branch of orthogonal channels,double M-ary biorthogonal SS modulation is adopted at first.Then every SS code is treated as a original code to adopt CPSK modulation,and the unattached pseudo noise(PN) code is chosen to achieve system synchronization.At the receiver,a circular correlator based on transform domain processing is employed to despread the received signals.The simulations show that,the proposed scheme is easy to achieve synchronization,and is effective in improving the bandwidth efficiency and anti-intercept capability.The proposed scheme has great application value in the field of satellite covert communications and data link communications.

direct sequence spread spectrum communication;M-ary spread spectrum;dual orthogonal spread spectrum;code phase shifting keying;circular correlation

10.3969/j.issn.1001-893x.2016.07.014

劉躍宣，馬志強(qiáng)，曾輝，等.一種高效的混合M元擴(kuò)頻通信方案[J].電訊技術(shù)，2016,56(7):794-798.[LIU Yuexuan，MA Zhiqiang，ZENG Hui，et al.An efficient hybrid M-ary spread spectrum communication scheme[J].Telecommunication Engineering,2016,56(7):794-798.]

2015-12-16；

2016-03-17 Received date:2015-12-16；Revised date：2016-03-17

TN914.4

A

1001-893X(2016)07-0794-05

**通信作者：yuexuanliu@163.com Corresponding author：yuexuanliu@163.com