韓金燕

摘 要： 移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)受到小尺度多徑傳播、多徑時(shí)延和多普勒頻移的影響，造成不同類(lèi)型和程度的信號(hào)衰落，當(dāng)前均衡器通過(guò)級(jí)聯(lián)對(duì)均衡器進(jìn)行設(shè)計(jì)，性能較差。為此設(shè)計(jì)一種新的移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)下的網(wǎng)絡(luò)均衡器，分析網(wǎng)絡(luò)均衡器的設(shè)計(jì)原理，給出均衡器的總體電路結(jié)構(gòu)，通過(guò)自動(dòng)增益控制實(shí)現(xiàn)信號(hào)傳輸過(guò)程中直流衰減的補(bǔ)償，利用高通濾波器實(shí)現(xiàn)信號(hào)傳輸過(guò)程中頻率衰減的補(bǔ)償，通過(guò)加法電路將AGC與HPF的輸出電流融合在一起并轉(zhuǎn)換成電壓，AGC，HPF和加法電路共同組成了網(wǎng)絡(luò)均衡器。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)均衡器不僅負(fù)載量高，而且平均響應(yīng)時(shí)間短，輸出信號(hào)與真實(shí)信號(hào)間的誤差很低。

關(guān)鍵詞： 移動(dòng)通信； WLAN； 網(wǎng)絡(luò)均衡器； 直流衰減補(bǔ)償

中圖分類(lèi)號(hào)： TN828.6?34； TN914 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2016）22?0022?05

0 引 言

移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)下電波的傳播方式非常復(fù)雜，對(duì)移動(dòng)通信信號(hào)的接收產(chǎn)生了很大的干擾，不僅如此，在移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)中還存在多普勒效應(yīng)，使無(wú)線(xiàn)信道具有很強(qiáng)的時(shí)變性，使信號(hào)傳輸過(guò)程中產(chǎn)生碼間干擾以及信道間干擾[1?3]。為了使接收信號(hào)的誤碼率降低，保證通信質(zhì)量，需在信號(hào)接收端安裝一個(gè)有效的網(wǎng)絡(luò)均衡器[4?5]。因此，對(duì)網(wǎng)絡(luò)均衡器的設(shè)計(jì)已經(jīng)成為該領(lǐng)域研究的主要內(nèi)容，在該領(lǐng)域中占據(jù)極其重要的地位[6]。

現(xiàn)階段，在網(wǎng)絡(luò)均衡器方面的相關(guān)研究極為廣泛，同時(shí)也取得了一定的成果，其中，文獻(xiàn)[7]通過(guò)DNS實(shí)現(xiàn)網(wǎng)絡(luò)均衡器的設(shè)計(jì)，在 DNS 中為多個(gè)IP地址配置同一個(gè)域名，所以對(duì)域名進(jìn)行查詢(xún)時(shí)，客戶(hù)終端會(huì)獲取其中一個(gè)地址，使移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)的客戶(hù)訪(fǎng)問(wèn)不同的服務(wù)器，達(dá)到均衡的目的，但該方法無(wú)法體現(xiàn)服務(wù)器的運(yùn)行狀態(tài)，不能保證用戶(hù)接收信號(hào)的可靠性。文獻(xiàn)[8]提出一種基于BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的網(wǎng)絡(luò)均衡器，通過(guò)CycloneⅡ系列的FPGA 芯片，采用自上而下的設(shè)計(jì)方法實(shí)現(xiàn)對(duì)網(wǎng)絡(luò)均衡器的設(shè)計(jì)，從硬件結(jié)構(gòu)的優(yōu)化角度分析，對(duì)BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)中所有模塊實(shí)現(xiàn)進(jìn)行研究。該均衡器實(shí)時(shí)性較高，但采用BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)算法容易陷入局部最優(yōu)，無(wú)法獲取最優(yōu)解。文獻(xiàn)[9]設(shè)計(jì)了一種基于混合遞階遺傳算法的網(wǎng)絡(luò)均衡器設(shè)計(jì)方法，該方法通過(guò)遞階結(jié)構(gòu)對(duì)網(wǎng)絡(luò)隱層和徑向基函數(shù)進(jìn)行分層次的遺傳操作，從而實(shí)現(xiàn)RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的訓(xùn)練，將其應(yīng)用于均衡器的設(shè)計(jì)中，達(dá)到網(wǎng)絡(luò)均衡的目的。該方法誤差較低，但實(shí)現(xiàn)過(guò)程過(guò)于復(fù)雜。文獻(xiàn)[10]通過(guò)快速LMMSE算法對(duì)網(wǎng)絡(luò)信道進(jìn)行估計(jì)與均衡，確定基帶框架后，通過(guò)精簡(jiǎn)的定制20 b浮點(diǎn)數(shù)運(yùn)算結(jié)構(gòu)對(duì)均衡器電路進(jìn)行設(shè)計(jì)，該方法的運(yùn)算精度較優(yōu)，但所需時(shí)間較長(zhǎng)，效率低下，且成本很高。

針對(duì)上述方法的弊端，設(shè)計(jì)了一種新的移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)下的網(wǎng)絡(luò)均衡器，分析了網(wǎng)絡(luò)均衡器的設(shè)計(jì)原理，給出均衡器的總體電路結(jié)構(gòu)，通過(guò) AGC，HPF和加法電路共同組成網(wǎng)絡(luò)均衡器。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)均衡器不僅負(fù)載量高，而且平均響應(yīng)時(shí)間短，輸出信號(hào)與真實(shí)信號(hào)間的誤差很低。

1 網(wǎng)絡(luò)均衡器設(shè)計(jì)原理

在移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)中，信號(hào)在傳輸過(guò)程中會(huì)出現(xiàn)衰減現(xiàn)象，導(dǎo)致碼間干擾。所以在平臺(tái)的接收電路中需設(shè)計(jì)一種網(wǎng)絡(luò)均衡器對(duì)信道響應(yīng)進(jìn)行補(bǔ)償，恢復(fù)出被干擾的信號(hào)。

圖1描述的是網(wǎng)絡(luò)均衡器的工作原理圖，其實(shí)質(zhì)上就是通過(guò)輸出信號(hào)與目標(biāo)信號(hào)之間的誤差不斷調(diào)整其單位樣本響應(yīng)[hn]達(dá)到最優(yōu)化。

由圖1可知，網(wǎng)絡(luò)均衡器的輸入信號(hào)用[xn]進(jìn)行描述，公式如下：

[xn=sn+vn] （1）

式中：[sn]用于描述信號(hào)的真值；[vn]用于描述噪聲；網(wǎng)絡(luò)均衡器的輸出為[sn]的估計(jì)值，用[sn]進(jìn)行描述。為了盡可能地使輸出信號(hào)與信號(hào)真值之間更加接近，需令[sn]和[sn]之間的均方誤差達(dá)到最小，也就是：

[Ee2n=Es-s2=min] （2）

網(wǎng)絡(luò)均衡器通過(guò)對(duì)單位脈沖響應(yīng)[hn]的調(diào)節(jié)可使[sn]和[sn]之間的誤差越來(lái)越小，一段時(shí)間后，估計(jì)值即近似等于真實(shí)信號(hào)。

2 移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)下網(wǎng)絡(luò)均衡器的設(shè)計(jì)

所設(shè)計(jì)的移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)下的網(wǎng)絡(luò)均衡器實(shí)際上就是一種補(bǔ)償電路，將該補(bǔ)償電路添加至移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)的接收電路中，使接收到的信號(hào)與原始信號(hào)特性相似。下面對(duì)網(wǎng)絡(luò)均衡器進(jìn)行詳細(xì)的設(shè)計(jì)。

2.1 網(wǎng)絡(luò)均衡器總體結(jié)構(gòu)

在移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)下通信信道的傳輸函數(shù)擁有較強(qiáng)的低通特點(diǎn)，因此，需要采用高通濾波器進(jìn)行網(wǎng)絡(luò)均衡器的設(shè)計(jì)，使所有的移動(dòng)通信網(wǎng)絡(luò)中的通信傳輸信號(hào)具有較強(qiáng)的不變性，因此，需要針對(duì)所有的移動(dòng)通信網(wǎng)絡(luò)中信道與網(wǎng)絡(luò)均衡器的傳輸函數(shù)進(jìn)行乘積運(yùn)算，并使其結(jié)果恒等于1。則有[Hs?Vs=1]。所設(shè)計(jì)的網(wǎng)絡(luò)均衡器的總體電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2中，自動(dòng)增益控制（Auto Gain Control，AGC）可實(shí)現(xiàn)信號(hào)傳輸過(guò)程中直流衰減的補(bǔ)償；高通濾波器（High Pass Filter，HPF）可實(shí)現(xiàn)信號(hào)傳輸過(guò)程中頻率衰減的補(bǔ)償，AGC，HPF和加法電路共同組成了網(wǎng)絡(luò)均衡器。通過(guò)上述分析可知網(wǎng)絡(luò)均衡器實(shí)現(xiàn)的傳輸函數(shù)為：

[Vs=VGs+VFs] （3）

式中：[VGs]和[VFs]分別為AGC和HPF的傳輸函數(shù)。

2.2 自動(dòng)增益控制器的設(shè)計(jì)

自動(dòng)增益控制是一種適用于移動(dòng)通信網(wǎng)絡(luò)中的差分運(yùn)算放大器，利用該自動(dòng)增益控制的性能，可以將電阻反饋的相關(guān)控制能力運(yùn)用在網(wǎng)絡(luò)均衡器設(shè)計(jì)領(lǐng)域中，將電阻作為全通通路，并使源負(fù)極反饋電路的電導(dǎo)值與反饋電阻的電導(dǎo)值基本保持一致。AGC的工作原理圖如圖3所示。

圖3中[Vb1]，[Vb2]為偏置電壓；[Vout+]，[Vout-]用來(lái)描述移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)下網(wǎng)絡(luò)均衡器輸出電壓的信號(hào)；[M3]～[M6]晶體管用來(lái)描述網(wǎng)絡(luò)均衡器電路內(nèi)的電流沉與電流源；[M1]，[M2]，[M0]與電阻R構(gòu)建了網(wǎng)絡(luò)均衡器中的自動(dòng)增益控制裝置，用于完成網(wǎng)絡(luò)均衡器的自動(dòng)增益控制，其中[M1]，[M2]共同組建了網(wǎng)絡(luò)均衡器的差分放大器，該網(wǎng)絡(luò)均衡器的增益是由[M0]與電阻R決定的。

下面對(duì)AGC的工作原理進(jìn)行分析。通過(guò)AGC工作原理圖可知，[Vin+]，[Vin-]是差分電壓信號(hào)，所以可描述成：

[Vin+=Vc+Vd2，Vin-=Vc-Vd2] （4）

式中：[Vin+]，[Vin-]代表移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)中接收端接收到的數(shù)據(jù)信號(hào)； [Vc]代表網(wǎng)絡(luò)均衡器中的輸入差分信號(hào)的共模電壓；[Vd]代表網(wǎng)絡(luò)均衡器中與其對(duì)應(yīng)的差模電壓。設(shè)置[M1]，[M2]晶體管是源跟隨器，則源跟隨器的增益為：

[Av=gmR1+gm+gmbR] （5）

式中：[gm]為漏極電流；[gmb]用于描述跨導(dǎo)；令輸入電壓不斷增加，從而繪制出通信移動(dòng)WLAN平臺(tái)下網(wǎng)絡(luò)均衡器中放大倍數(shù)與輸入電壓之間的關(guān)聯(lián)性構(gòu)建的曲線(xiàn)圖。在輸入電壓無(wú)限接近于閾值時(shí)，放大的倍數(shù)為零。在漏極電流與跨導(dǎo)不斷增加的情況下，放大倍數(shù)的近似值能夠用[gmgm+gmb=11+η]進(jìn)行計(jì)算。因?yàn)閇η]越大輸出電壓越小，所以放大倍數(shù)最終將為1。

令源跟隨器的增益為1，則節(jié)點(diǎn)1，2的電壓依次是[Vc+Vd2]和[Vc-Vd2]。因此流過(guò)路徑1?2的電流可描述成：

[I=VdR+μnCoxWLVdVctr-Vc-VTH] （6）

通過(guò)基爾霍夫電流定律有：

[Iout+-Iout-=-ID1-ID2=2I] （7）

將式（6）代入式（7）中，則有：

[I=2VdR+2μnCoxWLVdVctr-Vc-VTH =Ik+kVdVctr-Vk] （8）

式中：[Ik=2Vd2]；[k=2μnCoxWL]；[Vk=Vc+VTH]。通過(guò)上面的闡述能夠得知，差分輸出電流的取值主要取決于固定電流與可調(diào)電流的取值。所以，針對(duì)晶體管[M0]的電壓進(jìn)行調(diào)整即可實(shí)現(xiàn)對(duì)AGC增益的控制。

2.3 高通濾波器的設(shè)計(jì)

將圖3中的電阻與[M0]管用電容取代，可以構(gòu)建網(wǎng)絡(luò)均衡器的高通濾波器，在該高通濾波器中，將電容作為高通通路，在上述情況下，根據(jù)移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)下的網(wǎng)絡(luò)均衡器傳輸函數(shù)能夠得知左半平面的零點(diǎn)，提高了均衡器的高頻增益。

HPF的工作原理圖如圖4所示。網(wǎng)絡(luò)均衡器中的源極負(fù)反饋涵蓋兩條高通通路，設(shè)置電容兩端連接的電阻取值相近，在不斷調(diào)整電阻與電容取值的情況下，可以得到最佳的高頻增益，完成自動(dòng)增益控制。在上述自動(dòng)增益控制的過(guò)程中，針對(duì)兩個(gè)電容電阻進(jìn)行電阻值的調(diào)整比針對(duì)單一電容電阻進(jìn)行調(diào)整的高頻增益更加理想。

為了便于分析，需對(duì)其進(jìn)行簡(jiǎn)化處理，從而獲取更加直觀(guān)的結(jié)果。上述簡(jiǎn)化處理后的電路圖如圖5所示。

其中，[C3=2C1]，[C4=2C2]，[Ri]和[Ci]分別用于描述MOS晶體管輸入端的寄生電阻和電容。對(duì)圖5的等效電路進(jìn)行分析，則HPF的傳輸函數(shù)可描述成：

[VFs=-gm1+RiCis?C3+C4s+R3C3C4s2R3C3C4s2+C3+C4+R3C3gms+gm] （9）

分析式（9）可知，在移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)下網(wǎng)絡(luò)均衡器中的傳輸函數(shù)包含2個(gè)零值點(diǎn)和3個(gè)極值點(diǎn)。上述2個(gè)零值點(diǎn)的位置分別處于初始點(diǎn)和負(fù)反饋電容與電阻決定的點(diǎn)、3個(gè)極值點(diǎn)分別標(biāo)記為極值點(diǎn)1、極值點(diǎn)2與極值點(diǎn)3。其中，極值點(diǎn)1的空間位置由網(wǎng)絡(luò)均衡器中輸入端的電阻與電容決定，極值點(diǎn)2和極值點(diǎn)3的空間位置由負(fù)反饋電阻、電容與晶體管的跨導(dǎo)決定。由于網(wǎng)絡(luò)均衡器的輸入端電阻與電容值都取極小值，則通過(guò)上述電阻與電容得到的極值點(diǎn)1與初始點(diǎn)之間的距離比較遠(yuǎn)，所以，不需要針對(duì)極值點(diǎn)1的空間位置進(jìn)行計(jì)算。根據(jù)反饋電阻與電容得到的零點(diǎn)與極值點(diǎn)的空間位置才是網(wǎng)絡(luò)均衡器設(shè)計(jì)的核心問(wèn)題。要求極點(diǎn)必須處于零點(diǎn)之后，否則將無(wú)法進(jìn)行補(bǔ)償。

2.4 加法電路的設(shè)計(jì)

為了使設(shè)計(jì)的網(wǎng)絡(luò)均衡器實(shí)現(xiàn)加法運(yùn)算，最簡(jiǎn)單的方法即為電流相加。通過(guò)以上闡述能夠得知，網(wǎng)絡(luò)均衡器的傳輸函數(shù)主要是由可控增益跨阻放大器與高通濾波器的增益構(gòu)建的。因此，需設(shè)計(jì)一種加法電路將 AGC與HPF的輸出電流融合在一起同時(shí)轉(zhuǎn)換成電壓。

圖6所示即為設(shè)計(jì)的網(wǎng)絡(luò)均衡器加法電路。在該電路的設(shè)計(jì)過(guò)程中，針對(duì)全部電阻添加兩個(gè)MOS管，對(duì)應(yīng)的偏壓由偏壓電路決定。

3 實(shí)驗(yàn)與結(jié)果分析

3.1 測(cè)試環(huán)境

本文采用的平臺(tái)為移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)，在無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)中測(cè)試實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，測(cè)試環(huán)境平臺(tái)架構(gòu)圖如圖7所示。

3.2 最大負(fù)載量測(cè)試

在圖7所示的測(cè)試環(huán)境平臺(tái)架構(gòu)中，用Siege測(cè)試工具模擬用戶(hù)向本文均衡器和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)均衡器發(fā)送相同的任務(wù)請(qǐng)求，對(duì)兩種均衡器的最大負(fù)載量進(jìn)行比較，得到的單位時(shí)間內(nèi)處理用戶(hù)請(qǐng)求的對(duì)比圖如圖8所示。

分析圖8可以看出，采用神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)均衡器的最大負(fù)載量約為12個(gè)/s，而采用本文均衡器的最大負(fù)載量約為27個(gè)/s，說(shuō)明本文均衡器的處理能力高。

3.3 平均響應(yīng)時(shí)間測(cè)試

分別采用本文均衡器和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)均衡器對(duì)移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)中接收端的信號(hào)進(jìn)行均衡，對(duì)兩種均衡器的平均響應(yīng)時(shí)間進(jìn)行比較，得到的結(jié)果如表1所示。

表1 兩種均衡器平均響應(yīng)時(shí)間比較結(jié)果

采用本文均衡器和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)均衡器的平均響應(yīng)時(shí)間均逐漸增加，但在相同的任務(wù)量下，本文均衡器的平均響應(yīng)時(shí)間明顯低于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)均衡器，同時(shí)本文均衡器的平均響應(yīng)時(shí)間增長(zhǎng)幅度也較神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)均衡器更低，說(shuō)明本文均衡器不會(huì)使移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)出現(xiàn)網(wǎng)絡(luò)延遲，驗(yàn)證了本文均衡器的高效性。

3.4 輸出信號(hào)與真實(shí)信號(hào)之間的誤差測(cè)試

在上述實(shí)驗(yàn)的基礎(chǔ)上，對(duì)本文均衡器和神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)均衡器的輸出信號(hào)與真實(shí)信號(hào)之間的誤差進(jìn)行對(duì)比，獲取的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖9所示。

根據(jù)圖9能夠得知，與神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)均衡器相比，采用本文均衡器的輸出信號(hào)與真實(shí)信號(hào)間的誤差明顯降低，且誤差曲線(xiàn)較為平穩(wěn)，而神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的誤差曲線(xiàn)上下波動(dòng)較大，說(shuō)明本文均衡器的性能較高，且相對(duì)比較穩(wěn)定。

4 結(jié) 論

本文設(shè)計(jì)了一種新的移動(dòng)通信WLAN平臺(tái)下的網(wǎng)絡(luò)均衡器，分析了網(wǎng)絡(luò)均衡器的設(shè)計(jì)原理，給出均衡器的總體電路結(jié)構(gòu)，通過(guò)自動(dòng)增益控制實(shí)現(xiàn)信號(hào)傳輸過(guò)程中直流衰減的補(bǔ)償，利用高通濾波器實(shí)現(xiàn)信號(hào)傳輸過(guò)程中頻率衰減的補(bǔ)償，通過(guò)加法電路將 AGC與HPF的輸出電流融合在一起并轉(zhuǎn)換成電壓，AGC，HPF和加法電路共同組成了網(wǎng)絡(luò)均衡器。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)均衡器不僅負(fù)載量高，而且平均響應(yīng)時(shí)間短，輸出信號(hào)與真實(shí)信號(hào)間的誤差很低。

參考文獻(xiàn)

[1] 陳贛，李曙海，金曉曉，等.基于WLAN智能管道平臺(tái)的精細(xì)化網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化研究[J].移動(dòng)通信，2014（24）：17?20.

[2] 陳怡蓮.基于I?WLAN的WiMAX與移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)互聯(lián)實(shí)現(xiàn)研究[J].信息通信，2014（4）：264?265.

[3] 楊小平，童穎，顧亞平，等.基于Lerner濾波器的線(xiàn)性相位音頻均衡器設(shè)計(jì)方法[J].電聲技術(shù)，2015，39（6）：28?30.

[4] 樊全鑫，周東方，展利.多層基片集成波導(dǎo)增益均衡器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[J].科學(xué)技術(shù)與工程，2015，15（26）：181?184.

[5] 劉海濤，李勇.自適應(yīng)均衡器的FPGA設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[J].中國(guó)民航大學(xué)學(xué)報(bào)，2015，33（5）：43?46.

[6] 何宗苗，姚遠(yuǎn)程，秦明偉.基于System Generator的盲均衡器設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2014，40（7）：33?36.

[7] 李元.一種超寬帶幅度補(bǔ)償均衡器的設(shè)計(jì)仿真[J].計(jì)算機(jī)仿真，2015，32（4）：286?289.

[8] 李路路，靜大海.基于FPGA的自適應(yīng)均衡器的研究與設(shè)計(jì)[J].電子設(shè)計(jì)工程，2014，22（5）：92?94.

[9] 瞿曉，奚錦程，劉新寧.無(wú)線(xiàn)傳感網(wǎng)OFDM系統(tǒng)中信道均衡器的電路實(shí)現(xiàn)[J].電子器件，2015（5）：1052?1057.

[10] 楊林川，李茂輝，張德偉，等.一種Ku波段群時(shí)延均衡器的設(shè)計(jì)[J].信息工程大學(xué)學(xué)報(bào)，2014，15（5）：576?579.