楊曙輝,李鄧化，陳迎潮,王文松,3,汪海鵬,陳文瀚,馮夢璐,賀學忠

(1.中國傳媒大學理工學部通信工程系，北京 100024； 2.南卡羅來納大學電氣工程系，哥倫比亞 SC29208；3.南京航空航天大學電子信息工程學院，南京 210016； 4.北京信息科技大學信息與通信工程學院，北京 100101；5.北卡羅來納大學格林斯堡分校文理學院，格林斯堡 NC27412)

基于人工磁導體的芯片內(nèi)/芯片間無線互連單極子天線傳輸特性研究

楊曙輝1,2,李鄧化4，陳迎潮2,王文松2,3,汪海鵬4,陳文瀚4,馮夢璐4,賀學忠5

(1.中國傳媒大學理工學部通信工程系，北京 100024； 2.南卡羅來納大學電氣工程系，哥倫比亞 SC29208；3.南京航空航天大學電子信息工程學院，南京 210016； 4.北京信息科技大學信息與通信工程學院，北京 100101；5.北卡羅來納大學格林斯堡分校文理學院，格林斯堡 NC27412)

提出了一種新的用于芯片內(nèi)/芯片間無線通信系統(tǒng)中的基于人工磁導體(Artificial Magnetic Conductor,AMC)結構的單極子管腳天線陣列模型.印刷電路板(Printed Circuit Board,PCB)采用厚度3mm的FR4介質(zhì)，形狀為邊長50mm正方形.4個單極子天線分布在PCB基板中心15mm×15mm的正方形各頂點上，代表4個芯片的4個管腳.天線為銅材質(zhì)，長度2.6mm，直徑1.5mm.在PCB介質(zhì)中嵌入了一個周期性人工磁導體銅質(zhì)平面，4個單極子天線形成一個4端口網(wǎng)絡.在仿真基礎上，進了實物加工測試.實測結果表明，具有AMC的天線陣列回波損耗(S11)-10dB頻帶為13.02GHz～15.73GHz；在14.22GHz處，S11的幅度達到最小值-27.25dB，S21、S31、S41分別為-26.26dB、-19.23dB、-21.14dB.與不含AMC結構的天線陣列相比，S參數(shù)得到了有效改善，其中S11改善了約3.63dB，S21、S31、S41分別提高了2.05dB、7.21dB、5.28dB.驗證了在PCB介質(zhì)中嵌入AMC結構，可以有效提高單極子天線間的電壓傳輸系數(shù)，增加信號的功率傳輸增益.

人工磁導體；芯片內(nèi)/芯片間無線互連；單極子天線；散射參數(shù)；功率傳輸增益

1 引言

隨著集成電路規(guī)模越來越大，芯片間通過管腳以及金屬互連線連接所引起的信號反射、串擾等信號完整性問題日趨突出[1,2].為解決這個問題，國內(nèi)外學者不斷提出一些用于芯片內(nèi)/芯片間互連的新概念、新方法：基于傳輸線的射頻(RF)互連[3]、電感耦合互連[4]、電容耦合互連[5]、3D互連[6]、光互連[7]以及基于片上天線的無線互連[8,9]等.這些互連新方法，局限于改造芯片內(nèi)電路，缺乏考慮PCB級電子系統(tǒng)結構問題.為此，本課題組提出利用PCB作為通信信道介質(zhì)，改造芯片管腳為微型收發(fā)天線，實現(xiàn)芯片間無線互連的構想[10].不足之處是所驗證的無線互連距離最長僅為14.14mm，且4個單極子天線間的電壓傳輸系數(shù)偏低.

為了進一步提高無線互連距離，改善單極子天線在PCB介質(zhì)中的傳輸特性，本文提出了一種基于人工磁導體的芯片內(nèi)/芯片間無線互連單極子天線陣列設計方法.人工磁導體也稱為高阻抗表面(High-Impedance Surface，HIS)，具有同相反射特性[11]，可用于改善天線性能[12～15].例如，文獻[12]利用人工磁導體減少了硅基集成電路襯底損耗影響，提高了片上圓極化天線性能.文獻[13]設計了一種包含AMC的吸波材料，應用于微帶天線，有效降低了天線雷達散射截面(RCS).文獻[14]采用棋盤結構AMC，使天線的相對工作帶寬提高到51.9%.圖1所示為本文設計的基于人工磁導體的芯片內(nèi)/芯片間無線互連結構示意圖.其中芯片A、芯片B各包含兩個由芯片管腳改造成的單極子收發(fā)天線，利用嵌入PCB介質(zhì)(FR4)中的人工磁導體結構，使反射波與入射波同相疊加.仿真及電路實物測試結果表明，采用AMC結構可有效改善發(fā)射天線的輸入回波損耗，提高天線間的電壓傳輸系數(shù)，增加信號功率傳輸增益.

2 基于PCB介質(zhì)的芯片間無線互連模型

2.1 不含人工磁導體的4單極子天線陣列

作為對比，本文首先設計一種基于FR4介質(zhì)(相對介電常數(shù)εr=4.4、損耗角正切tanδ=0.02)的4單極子天線陣列模型，分別代表了芯片1、2、3、4的各1個管腳天線(A1、A2、A3和A4)，如圖2所示.信號饋線為同軸電纜，PCB頂層的有限地連接同軸電纜的屏蔽地線.PCB基板是邊長為50mm的正方形，厚度3mm，4個單極子天線分布在PCB基板中心15mm×15mm的正方形各頂點上.天線的長度為2.6mm，直徑1.5mm，材質(zhì)為銅，中心工作頻率17.6GHz.

采用HFSS電磁軟件對圖2中的天線陣列模型進行了全波仿真.設置天線1為發(fā)射天線，其余三個為接收天線，通信信道主要為PCB介質(zhì)，得到的發(fā)射天線三維輻射及方向性如圖3所示.

從圖3中可以看出，受有限地及PCB介質(zhì)的影響，單極子天線的輻射圖已不再是空氣中單極子天線的半球形輻射，改變?yōu)閴罕獾男螤睿藭r天線的增益峰值為1.745dBi，方向性系數(shù)為2.064dB.設置4個單極子天線形成一個4端口網(wǎng)絡，圖4所示為仿真得到的天線間S參數(shù)曲線.其中S11為發(fā)射天線(天線1)的回波損耗，S21、S31、S41分別代表了三個接收天線和發(fā)射天線間的插入損耗，表示三個接收天線從發(fā)射天線處獲得了多少能量.S11幅度小于-10dB的頻帶為16.8GHz～18.6GHz；在17.6GHz處，S11達到最小值-26.473dB；S21、S31、S41的幅度分別為-30.061dB、-25.329dB、-25.348dB.由于天線2距離天線1最遠，接收到的能量最少；天線3、天線4與天線1的距離相等，結構對稱，因此插入損耗曲線重合相等.

根據(jù)文獻[16]中Friis傳輸方程，對于自由空間中兩個單極子天線，接收天線(i端口)接收到的功率Pr與發(fā)射天線(j端口)發(fā)射功率Pt之間滿足以下關系：

=(1-|Γt|2)×(1-|Γr|2)×[GtGrλ2/(4πR)2]

(1)

其中，λ為波長；R為兩個天線間的直線距離；Γt、Gt和Γr、Gr分別為發(fā)射天線和接收天線的反射系數(shù)以及增益(單位為dB).另有S參數(shù)定義為：

(2)

結合式(1)和式(2)，可根據(jù)發(fā)射端電壓計算得到接收端信號電平.需要注意的是式(1)是在不考慮損耗的情況下得出的結論，而在圖2所示的天線陣列中，需考慮介質(zhì)損耗，此時若以天線1和天線2為例，兩個天線間傳輸?shù)墓β试鲆鍳a可通過下式計算[17]：

(3)

其中，α為考慮了介質(zhì)損耗的衰減常數(shù).如以分貝形式表示，式(3)變?yōu)椋?/p>

(4)

由式(3)、式(4)可知，兩個天線間的功率傳輸增益與發(fā)射天線、接收天線的電壓反射系數(shù)(回波損耗)有關，還與天線間的電壓傳輸系數(shù)(插入損耗)有關.因此當天線的輸入阻抗匹配達到一定程度時，提高天線間的電壓傳輸系數(shù)，將有利于提高天線間的功率傳輸增益，改善接收性能.由于圖2中的4個單極子天線尺寸相同，且PCB基板為正方形，4個天線結構對稱，如果忽略加工誤差，可認為這4個天線的回波損耗基本是相等的，即：|S11|=|S22|=|S33|=|S44|，則式(4)可簡化為：

(5)

當發(fā)射天線處于諧振輻射狀態(tài)時，輸入阻抗處于良好匹配狀態(tài)，在工作頻率處的回波損耗S11的幅度一般小于-10dB.因此，1-|S11|2≈1，則兩個天線間的傳輸增益可進一步簡化為：Ga(dB)≈2×10lg|S21|，由此可見，當天線的輸入阻抗匹配良好情況下，天線間的功率傳輸增益將主要由天線間的電壓傳輸系數(shù)的幅度所決定.

2.2 人工磁導體

AMC平面可對特定頻段的電磁波產(chǎn)生有益的同相反射，產(chǎn)生增強電磁波輻射的效果.針對單極子天線工作頻率為17.6GHz，根據(jù)文獻[12]，本文設計的AMC單元結構及尺寸如圖5(a)所示.正方形單元的邊長a=4.8mm，金屬圖案由長l=4.4mm，寬w=0.6mm的米字形線條及邊長b=2.25mm的正方形組成.圖5(b)為AMC周期性單元在HFSS中的仿真模型，通過仿真充滿空氣的單端口波導的散射參數(shù)，可以計算AMC結構的反射波相位特性.其中的左邊圖表示AMC的形狀及波端口激勵，中間圖表示腔體的左右壁為理想電導體(PEC)，右邊圖表示前后壁為理想磁導體(PMC).

AMC單元周期性地排布起來，形成頻率選擇表面(Frequency Selective Surface,FSS)[18]或高阻抗表面，可通過傳輸線理論和周期性電路進行分析[12].通過設計AMC的結構尺寸可得到不同的諧振頻率.圖6顯示的是電磁波入射到AMC結構時反射波相位特性曲線，在工作頻率17.6GHz處，相位為0°.

2.3 基于人工磁導體的芯片間無線互連結構模型

構建圖7所示具有AMC層的芯片無線互連單極子天線陣列模型，其中AMC銅質(zhì)平面嵌入介質(zhì)內(nèi)距離底面0.3mm處.

與圖2相比，圖7保持了4個單極子天線的尺寸及在PCB上的相對位置，主要進行了如下改進：(1)在PCB介質(zhì)頂層增加了完整的接地板，可減少電磁信號輻射到介質(zhì)外；(2)在介質(zhì)中間，距離頂層2.7mm處，嵌入了AMC結構層，PCB介質(zhì)總厚度仍保持3mm.對圖7(b)的結構進行全波仿真，天線1為發(fā)射天線，其余3個為接收天線，得到圖8所示的單極子發(fā)射天線輻射圖.

從圖8中可以看出，在人工磁導體作用下，單極子天線輻射不同于圖3中的形狀，提高了方向性.此時天線的增益峰值略降為1.158dBi，但方向性系數(shù)提高為2.648dB.同樣設置4個單極子天線形成4端口網(wǎng)絡，圖9所示為天線間S參數(shù)曲線，可以看出受人工磁導體的影響，天線工作頻率向高頻段略有偏移，S11幅度小于-10dB的頻帶為17.75GHz～18.53GHz；在18.1GHz處，S11達到最小值-16.603dB；S21、S31、S41的幅度分別為-16.111dB、-20.417dB、-20.614dB.與不含人工磁導體的單極子天線陣列的S參數(shù)仿真結果相比，可以看出三個接收天線與發(fā)射天線間的電壓傳輸系數(shù)都有較大幅度提高，特別是S21提高了約14dB,S31、S41分別提高了4.9dB和4.7dB.天線間S參數(shù)的改善，將增加天線間的功率傳輸增益，提高信號傳輸性能.

作為對比，本文還給出了去掉PCB介質(zhì)中的AMC，保留頂層完整接地板平面時，4個單極子天線間的S參數(shù)仿真結果，如圖9(b)所示.可以看出，此時的發(fā)射天線(天線1)的回波損耗都大于-10dB，無法正常工作.由此可見，僅有頂層完整接地板，沒有人工磁導體平面無法保證單極子天線間的正常無線通信.

3 電路實物加工及測試分析

在仿真基礎上，設計加工了天線陣列電路實物，并采用Agilent矢量網(wǎng)絡分析儀進行了S參數(shù)測試，如圖10所示.圖10(a)為不含AMC的印制板電路(介質(zhì)為FR4，厚度3mm)，正面沒有完整的地平面，只包含SMA端子的有限地.SMA的信號針長度為2.6mm，作為單極子天線，從背面圖可以看出天線處于介質(zhì)內(nèi).圖10(b)為含有AMC結構的印制板電路，正面為完整地平面，背面圖中可以看出AMC結構嵌入于PCB介質(zhì)中.圖10(c)為天線陣列S參數(shù)測試環(huán)境.

圖11(a)所示為不含AMC的天線陣列S參數(shù)實測結果.可以看出S參數(shù)的趨勢與圖4中仿真結果基本吻合.由于實測采用SMA信號針的直徑為1mm，不同于仿真設置的直徑1.5mm，因此工作頻率向高頻段略有偏移.

實測結果表明，S11幅度小于-10dB的頻帶為16.76GHz～20.04GHz，在18.21GHz，S11的幅度達到最小值-24.62dB；S21、S31、S41分別為-28.31dB、-26.43dB、-26.42dB，S31與S41基本相等.含有AMC電路S參數(shù)實測結果如圖11(b)所示.由于AMC層的影響，S11幅度小于-10dB頻帶為13.02GHz～15.73GHz，在14.22GHz處，S11幅度達到最小值-27.25dB；S21、S31、S41分別為-26.26dB、-19.23dB、-21.14dB.

對比圖11(a)和(b)，可以觀察到：采用AMC結構天線陣列的S11改善了3.63dB；S21、S31、S41分別提高了2.05dB、7.21dB、5.28dB.實測結果驗證了人工磁導體可以有效提高單極子天線陣列的電壓傳輸系數(shù)，有利于增加天線間信號傳輸增益，同時也進一步驗證了基于PCB介質(zhì)實現(xiàn)芯片內(nèi)/芯片間無線互連的可行性.與仿真結果相比，S21改善程度有所降低，且S31和S41存在較小的誤差，原因在于SMA端子的信號針標準長度為3.5mm，為了進行本文中的測試，采用人工方式截短為2.6mm，形成單極子天線，存在一定的加工誤差.

4 結論

針對基于PCB介質(zhì)的芯片內(nèi)/芯片間無線互連系統(tǒng)，本文提出利用人工磁導體結構改善單極子天線間的功率傳輸增益.仿真結果表明，不含AMC的單極子天線方向性系數(shù)為2.064dB.采用AMC結構后，單極子天線方向性系數(shù)提高為2.648dB.電路實測結果表明，具有AMC的天線陣列與不含AMC的天線陣列相比，散射參數(shù)得到有效改善，其中S11改善了約3.63dB，S21、S31、S41分別提高了2.05dB、7.21dB、5.28dB.仿真及實測結果驗證了在PCB介質(zhì)中嵌入AMC結構層，可以有效提高單極子天線間的電壓傳輸系數(shù)，增加發(fā)射天線和接收天線間信號功率傳輸增益，該方法使得基于PCB介質(zhì)實現(xiàn)芯片內(nèi)/芯片間無線互連結構的可行性研究又有進一步的發(fā)展.

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楊曙輝(通信作者) 男，1971年3月出生于黑龍江寶清縣，現(xiàn)為中國傳媒大學理工學部教授，主要研究方向為射頻通信、高速電路信號完整性、人工電磁材料等.

E-mail:huishuyang@sina.com

李鄧化 女，1956年3月出生于河南南陽市，現(xiàn)為北京信息科技大學教授，主要研究方向為信息獲取與處理等.

陳迎潮 男，1956年1月出生于江蘇 省南京市，現(xiàn)為美國南卡羅來納大學教授，主要研究方向為計算電磁學、高速電路信號完整性、人工電磁材料等.

王文松 男，1986年2月出生于河南鄧州市，博士研究生，主要研究方向為射頻集成電路、高速電路信號完整性等.

汪海鵬 男，1989年10月出生于北京市，碩士研究生，主要研究方向為射頻放大器及無源器件等.

陳文瀚 男，1990年9月出生于河南省信陽市，碩士研究生，主要研究方向為微帶天線、片上天線等.

馮夢璐 女，1991年10月出生于湖南省岳陽市，碩士研究生，主要研究方向為射頻通信系統(tǒng)及微波濾波器等.

賀學忠 男，1970年5月出生于河南省洛陽市，現(xiàn)為美國北卡羅來納大學格林斯堡分校研究員，主要研究方向為半導體器件、人工電磁材料等.

Study of Signal Transmission Characterices of Monopole Antennas Applied for Wireless Intra-/Inter-chip Connection Based on Artificial Magenetic Conductor

YANG Shu-hui1,2,LI Deng-hua4,CHEN Yin-chao2,WANG Wen-song2,3,WANG Hai-peng4, CHEN Wen-han4,FENG Meng-lu4,HE Xue-zhong5

(1.FacultyofScienceandTechnology,CommunicationUniversityofChina,Beijing100024,China; 2.DepartmentofElectricalEngineering,UniversityofSouthCarolina,Columbia，SouthCarolinaSC29208,USA; 3.CollegeofElectronicandInformationEngineering,NanjingUniversityofAeronauticsandAstronautics,Nanjing，Jiangsu210016,China; 4.SchoolofInformationandCommunicationEngineering,BeijingInformationScienceandTechnologyUniversity,Beijing100101,China; 5.CollegeofArtsandSciences,UniversityofNorthCarolinaatGreensboro,GreensboroNC，NorthCarolina27412,USA)

A new type of monopole pin antenna array model based on an artificial magnetic conductor (AMC) structure is proposed in this paper,which will be potentially used in a wireless intra-/inter-chip (WIIC) communication system.The PCB substrate is FR4 with the thickness of 3mm and its square area is 50mm by 50mm.On the PCB center,the four monopole antennas for four chips are mounted at the four corners of a square with dimensions of 15mm×15mm.The pin antennas are made of copper with the length of 2.6mm and the diameter of 1.5mm.A periodical AMC copper plane is embedded above the lower PCB plane.The four monopole antennas form a four-port network.Based on this WIIC prototype simulation and prediction,its actual circuits are fabricated and measured.It is found that from the measurement the -10dB bandwidth of the return lossS11ranges from 13.02GHz to 15.73GHz for this proposed antenna array.At 14.22GHz the magnitude ofS11reaches the minimum value of -27.25dB,and the measuredS21,S31,S41are -26.26,-19.23,and -21.14dB,respectively.In comparison to the antenna array without an AMC,the scattering parameters are improved effectively.TheS11is enhanced about 3.63dB andS21,S31,andS41increase 2.05,7.21,5.28dB,respectively.Consequently,it is demonstrated that the embedded AMC structure in the PCB dielectric can significantly improve the signal voltage transmission coefficients between monopole antennas and increase the signal power transmission gains.

artificial magnetic conductor;wireless intra-/inter-chip connection;monopole antenna;scattering parameters;power transmission gain

2015-02-07；

2015-11-07；責任編輯：梅志強

國家自然科學基金(No.61171039)；國家重點基礎發(fā)展研究計劃(973計劃)子課題(No.6132240101)

TN43

A

0372-2112 (2016)12-2861-07

??學報URL:http://www.ejournal.org.cn

10.3969/j.issn.0372-2112.2016.12.008