許 翰, 陳皓瑜, 周小林

(1.復旦大學 信息科學與工程學院,上海 200433; 2.聯(lián)芯科技有限公司 運營管理部,上海,201206)

基于交替線性輸出均衡器的單天線干擾消除和自適應技術

許 翰1, 陳皓瑜2, 周小林1

(1.復旦大學 信息科學與工程學院,上海 200433; 2.聯(lián)芯科技有限公司 運營管理部,上海,201206)

在全球移動通信系統(tǒng)(GSM)下行鏈路中引入一種新型的單天線干擾消除(SAIC)算法,插入交替線性輸出均衡器(ALOE)濾波模塊,無需變動傳統(tǒng)接收機鏈路結構即可實現(xiàn)良好的同頻干擾消除.同時針對鄰頻干擾和復雜干擾環(huán)境,引入一種基于功率譜估計的鄰頻自適應檢測方法.相比傳統(tǒng)的能量噪聲估計方法,該方法結構更為簡單,復雜度更低,能有效提升接收機面對各種場景的適應能力.仿真結果表明,該技術能夠在多模芯片中,以較低的復雜度、較好地提升系統(tǒng)的抗同頻干擾和鄰頻干擾的能力,從而提高2G網絡話音通信的質量.

全球移動通信系統(tǒng); 單天線干擾消除; 同頻干擾; 鄰頻干擾; 交替線性輸出均衡器

0 引 言

當前,面向五模十頻的芯片正在緊密的研究當中,使得單個手持終端能同時支持不同運營商提供的多種通訊模式和多個網絡頻段.伴隨移動通信的快速發(fā)展,為適應日趨緊張的頻譜資源,如何提高頻譜利用率成為當前移動通信面臨的一個重大挑戰(zhàn).

傳統(tǒng)的全球移動通信系統(tǒng)(GSM)中,可通過降低頻率復用因子來提升頻譜效率,從而增加單小區(qū)用戶容量.但這會引入更多的同頻干擾,導致諸如通話質量下降、數據丟包和掉話等問題的出現(xiàn),這是影響2G網絡的下行鏈路接收性能的主要因素.與此同時,由于頻率規(guī)劃,在相鄰的小區(qū)之間,可能會使用相鄰信道,導致存在鄰頻干擾的情況.而傳統(tǒng)接收機的性能已逐漸不能滿足需求,因此在這類芯片的研發(fā)中,如何利用較低復雜度和資源開銷提升終端下行鏈路接收性能是多模芯片中2G網絡優(yōu)化的目標之一.

本文作者將基于交替線性輸出均衡器(ALOE)技術[1],在傳統(tǒng)接收機結構的基礎上,考慮高斯最小頻移鍵控(GMSK)信號的實值特性,設計和實現(xiàn)復雜度低的單天線干擾消除(SAIC)算法以及改進算法:基于功率譜估計[2]的鄰頻檢測和濾波器自適應選擇判決的方法.

1 ALOE的設計

1.1 基本方案設計

一個突發(fā)序列中置的26位是訓練序列,由勞倫特分解式可知,接收信號可表達為一種準線性近似模型:

(1)

式中Ik∈(-1,1),C(·) 是時限幅度脈沖,jk因子對信號的第k個接收符號Ik起到了jk的相位旋轉作用,n(t)則是加性高斯白噪聲.

在接收端信號的準線性表達中,序列前后兩位之間的相位差為90°,接收信號的每一個符號要么是純實數要么是純虛數.基于該特性設計了一種簡便的估計最優(yōu)準線性濾波器的方法.通過限制符號在一個約束的相位關系,就能降低計算接收信號線性均衡的復雜度.因此,可設計一種交替線性輸出均衡器框圖,如圖1所示.其中y表示輸入均衡器的接收信號序列,W0,W1,…,W5是濾波器抽頭,Z-1是延時器,RE{.}表示取實數部分,IM{.}表示取虛數部分.

圖1 均衡器框圖結構

在k時刻,目標用戶的傳輸數據序列為

(2)

由于存在同頻、自身或者鄰道的干擾,所需的序列中可能包含誤差,用接收信號通過濾波器來最小化這個誤差.目標序列b(k)的一種復線性估計可定義為

(3)

式中(·)H表示共軛轉置矩陣,w=[w(0),w(1),…,w(L-1)]T是復值濾波器抽頭向量,(·)T為轉置矩陣,y(k)=[y(k),y(k+1),…,y(k+L-1)]T是接收信號采樣的滑動向量,L是濾波器的抽頭數量.在實際信號處理中,訓練序列在整個突發(fā)序列的中置,為第62～87位.則誤差函數可以用平方和誤差定義:

(4)

(5)

在交替選路之前,濾波器在k時刻的輸出為

(6)

式中yr(k),wr(k),br(k)和yi(k),wi(k),bi(k)分別表示y(k),w(k),b(k)的實部和虛部.

將接收信號y(k)的實部和虛部以交替的方式送入濾波器,輪流和濾波器抽頭w的實數部分或者虛數部分相乘.換言之,如果數據向量在k時刻加載到濾波器wr和wi中的數據分別是yr和yi,那么在k+1時刻,加載到濾波器wr和wi中的分別是yi和-yr.

采用最小二乘法原理,可得到最佳的濾波器系數:

(7)

式中(·)-1表示逆矩陣,w是一個長度為2L的純實數向量(對于符號空間操作的特殊情況,該方法已經做好了分級過濾),包括L個實數值和L個虛數值,t是包括非零實數和虛數部分的訓練序列向量,Z是接收信號值的觀測矩陣.下面的例子中,濾波器抽頭系數L均取5.因此觀測矩陣Z的每一行都包括了接收信號y的5個虛數和5個實數.w的最佳準線性估計又可由下式表示:

(8)

式中R=ZTZ為自相關矩陣,p=ZTt為互相關向量,不難得到觀測矩陣Z,濾波器系數向量w,訓練序列向量t表達式如下:

(9)

1.2 延長訓練序列(EXTS)迭代方案

為進一步提升性能,另一種有效的改進方法是將第一次濾波之后數據段中可靠的軟值增廣,接收觀測矩陣Z,同時將硬判決值用于延長訓練序列,然后進行二次迭代.這就構成了一種多模塊的均衡方案,修改之后的模塊框圖,如圖2所示.

圖2 兩次迭代的方案框圖

在該方案中,考慮在結構上進行改進.首先,對下變頻之后的基帶信號進行兩倍數據過采樣,再將過采樣的數據進行奇偶分路,分路后的數據均擁有burst全部的信息.分路后的兩路數據分別通過ALOE,將輸出的軟值相加,疊加之后的結果在理論上可以增加過零判決的準確性.

圖3 可靠軟值與訓練序列構成的延長序列

同時,將對應可靠軟值的接收樣本數據值加入接收觀測矩陣,使矩陣增廣:

(10)

式中對于接收觀測矩陣ZM和ZN-M中某一行Zk(k為對應突發(fā)序列中的第k位),有以下規(guī)則:

(11)

這樣將t′和Zaug代入(7)式求解第二次迭代的濾波器抽頭系數,便可實現(xiàn)第二次的迭代均衡.

2 基于功率譜估計的自適應場景判決

僅采用ALOE或者其優(yōu)化方案不能同時對同頻干擾(CCI)和鄰頻干擾(ACI)產生最佳的抑制效果,主要有兩方面的原因:1) 對于同頻干擾和鄰頻干擾場景,需要采用不同的接收濾波器;2)存在均衡優(yōu)化方案和原始最大似然序列估計(MLSE)方案的交點問題.在實際通信環(huán)境中,不存在單一干擾的情況,這就需要采取適當的自適應場景判決,來區(qū)干擾類型以及干擾強度的大小.

因此,在GMSK下行接收鏈路中,要使所設計的系統(tǒng)能夠隨著干擾類型和接收信干比的變化,自適應地采取相應的措施,一是需要選擇接收濾波器的類型,二是需要判斷是否開啟線性均衡濾波器.通過自適應場景判決,可以提升高信干比條件下的接收性能,優(yōu)化一些復雜場景(如:3rdGenerationPartnershipProject中規(guī)定的下行鏈路接收機性能(DARP)測試場景)的接收性能,并改善無干擾情況下的性能,使方案更具可行性.

作者提出一種主要采取了快速傅里葉變換(FFT)求出接收信號的功率譜密度(PSD),通過計算上、下鄰頻干擾與信號之間的比值,估計上、下2個信干比(SIR),通過2個SIR的聯(lián)合計算,判決當前干擾環(huán)境.相比一般的噪聲能量估計的方案,復雜度更低,準確性更高.

2.1 鄰頻接收濾波器設計

GSM系統(tǒng)在加性高斯白噪聲(AWGN)下有用信號頻譜在-100～100 kHz范圍內,在鄰頻場景下,相較AWGN下,接收信號的頻譜在過渡帶附近有較大的提升.

可根據這一性質來設計不同的接收濾波器,以區(qū)分3種鄰頻干擾(上鄰頻干擾、下鄰頻干擾及雙邊鄰頻干擾)和AWGN(包括同頻干擾)場景,如圖4～7所示.

圖4 79 kHz窄帶濾波器(對稱)

圖5 98 kHz濾波器 (對稱)

圖6 98 kHz左移濾波器 (非對稱)

圖7 98 kHz右移濾波器 (非對稱)

上述的4種濾波器,窄帶濾波器和非對稱的左移及右移濾波器都能濾除一部分鄰頻干擾.圖4窄帶濾波器在79 kHz的為-3 dB.圖5濾波器的3 dB帶寬為98 kHz,將該濾波器左移12 kHz得到圖6左移濾波器,將濾波器右移12 kHz得到圖7右移濾波器.這里的左移濾波器和右移濾波器是共軛對稱的.其中窄帶濾波器主要針對雙邊鄰頻干擾,左移濾波器針對上鄰頻干擾,右移濾波器針對下鄰頻干擾.

2.2 基于功率譜估計的鄰頻判決方案

圖8為基于功率譜估計的鄰頻干擾檢測的裝置結構,包括:功率譜估計、鄰頻干擾判決、濾波器選擇、CCI和AWGN場景判決、ALOE濾波器開關判斷.

圖8 基于功率譜估計的場景判決框圖

接收的信號先進行基于Welch法的功率譜估計,得到接收信號的功率譜估計值,然后取信號主瓣和干擾主瓣的相應的面積比,得到當前接收信號的上鄰頻和下鄰頻的信干比,最后通過信干比綜合判斷當前干擾環(huán)境,選擇相應的鄰頻濾波器,并根據信干比和同頻干擾判決情況,選擇是否開啟ALOE濾波器.鄰頻干擾檢測過程如下:

1)通過Welch法對接收信號進行功率譜估計.基本原理是把數據進行分段,使得每段數據都有部分重疊的數據.接著將每段數據采用適合的窗函數平滑,最后計算各段譜的平均值.得到功率譜為

(12)

這里利用64點FFT的Welch法估計PSD,進而計算上鄰頻干擾的信干比(SIR_H)和下領頻干擾的信干比(SIR_L).MIDDLE_X為得到的估計功率譜上左右鄰頻干擾以及信號的中心位置,WIDTH是計算SIR_H和SIR_L時,估計的干擾和信號的主瓣寬度.實際鏈路中,接收機接收的數據為2倍數據,共2×156bits,通過計算得到一種能覆蓋全部數據的一個參數設定為:交疊長度為33,分段數量為9.選取漢明窗優(yōu)化加窗.

2)圖9為64點功率譜估計得到的3種典型單干擾場景,從左到右分別為同頻干擾或加性高斯白噪聲場景CCI(AWGN)、上鄰頻干擾場景(ACI_H)和下領頻干擾場景(ACI_L).取信號主瓣和干擾主瓣的相應的面積比,可估計出當前接收到的突發(fā)序列的SIR_H和SIR_L.若同時出現(xiàn)明顯的左右兩個干擾峰時,則判決成雙鄰頻干擾場景(DoubleACI).

圖9 典型的功率譜估計結果.(a) 同頻干擾或加性高斯白噪聲場景CCI(AWGN);(b)上鄰頻干擾場景(ACI_H);(c) 下領頻干擾場景(ACI_L)

進而判斷當前的干擾類型,區(qū)分出4種場景,選取不同的濾波器進行接收,如表1所示.其中TH表示判決閾值.

表1 場景判決條件

3)在SIR高的時候,未采用線性均衡的鏈路性能更好,因此可以在鏈路實現(xiàn)中得到2個閾值TH_CCI和TH_ACI,即在特定場景下,將SIR與閾值進行比較,當大于該閾值時,關閉ALOE模塊,這樣可以進一步提高性能.有鄰頻干擾時,將功率譜估計中的SIR與TH_ACI比較,進行線性均衡的開關;無鄰頻干擾時,做同頻干擾檢測,若得到CCI場景,利用信道估計中的載干比(CIR)進一步做線性均衡的開關.開關線性均衡的條件如表2所示.

表2 開關ALOE的條件

2 仿真結果與分析

場景1:TU50,無干擾,SNR為-6～20 dB,得到的誤碼率(BER)性能,如圖10所示.

在無干擾的情況下,從圖9可以看出,ALOE對于無干擾的情況有一定的惡化現(xiàn)象.通過自適應判決后有一定的提升,基本接近MLSE原接收鏈路的性能,說明大部分的自適應判決是準確的,但仍有0.5 dB左右的惡化.惡化的原因為接收到的信號經過衰落及信號周期性的變化,在某些時刻,使數據會由于信號強度不夠、噪聲較強等原因,導致接收到的小部分信號的功率譜估計不準,被判決為有干擾存在,通過了鄰頻濾波器,同時開啟了ALOE.

場景2:TU50,CCI單干擾,SIR為-40～40 dB,得到的BER性能,如圖11所示.

圖10 無干擾場景的仿真結果

圖11 CCI單干擾的仿真結果

CCI單干擾的情況下,從圖10可以看出,ALOE的方案相對原MLSE鏈路增益非常明顯,通過自適應判決之后,相對延長序列方案有2 dB左右的惡化,整體趨勢在兩倍和延長序列之間.這惡化原因主要也是由于信道衰落導致判決不準確的問題,使得部分信號可能被判決成鄰頻干擾,通過了鄰頻濾波器,導致了一部分用于估計原序列的有效信息損失(鄰頻濾波器選擇窄帶濾波器最多會損失5 dB左右).但因為能夠自適應地選擇鄰頻濾波器,確保了存在CCI時,大部分情況下通過98 kHz濾波器,解決了在CCI場景下窄帶濾波器保持開啟狀態(tài)所導致的性能損失過多的問題.

圖12 ACI單干擾的仿真結果

場景3:TU50,ACI單干擾,SIR為-40～40 dB,得到的BER性能如圖12所示.

在ACI單干擾的情況下,取上鄰頻干擾,未采用自適應ALOE兩倍數據和延長序列的方案中,均通過98 kHz左偏鄰頻濾波器.圖11可以看出,相較于傳統(tǒng)MLSE方案,ALOE方案對于ACI的消除也有較明顯的效果.自適應判決的方案相比延長序列方案,有一定的增益,而且隨著SIR增大,增益更加明顯,在高SIR下更加趨近原MLSE鏈路,確保了接收機的性能.

3 結 論

針對五模十頻芯片中GGE系統(tǒng)日益突出的同頻干擾和鄰頻干擾問題,提出了一種基于ALOE技術的單天線干擾消除和自適應方案.該方案針對同頻干擾提出了一種新型的交替線性輸出均衡方案和兩種改進方案(多時延和延長序列).這種線性均衡的方案可以在無需變動傳統(tǒng)接收機鏈路中,直接插入使用,實現(xiàn)較好的濾波性能,具有較強的可操作性;同時,針對鄰頻干擾,再進行自適應改進,提出了一種新型的經典功率譜估計自適應場景判決方案,對于不同的場景選擇不同鄰頻接收濾波器,同時綜合分析干擾強度,決定是否打開ALOE,確保了CCI場景中,ALOE濾波器對于CCI的增益,同時提升了系統(tǒng)抗ACI的性能.最終確定基于兩倍數據的自適應ALOE方案能夠用于具體實現(xiàn),并最終在實際產品開發(fā)中獲得較好的優(yōu)化效果.

[1] Kenneth A.Stewart.Multi-pass interference reduction in a GSM communication system:US6,944,245 B2 [P].2005-9-13.

[2] 宋寧,關華.經典功率譜估計及其仿真 [J].現(xiàn)代電子技術,2008,11:159-161,164.

Song N,Guan H.Classical power spectrum density estimation and its simulation [J].Modern Electronics Technique,2008,11:159-161,164.

[3] 徐鵬飛.單天線干擾消除技術的研究 [D].西安:電子科技大學,2010.

Xu PF.Research on single antenna interference cancellation technology[D].Xian:University of Electronic Science and Technology of China,2010.

(責任編輯：包震宇,顧浩然)

A single antenna interference cancellation andadaptive technique based on ALOE

Xu Han1, Chen Haoyu2, Zhou Xiaolin1

(1.School of Information Science and Technology,FUDAN University,Shanghai 2004332.Department of Operations Management,Leadcore Technology CO.,LTD,Shanghai 201206)

A new type of single antenna interference cancellation (SAIC) algorithm based on ALOE filtering module is introduced for co-channel interference cancellation in GSM/GPRS/EDGE downlink without changing the link structure of traditional receiver.Meanwhile,an adjacent frequency adaptive detection based on power spectrum estimation method is introduced to solve adjacent frequency interference and complex interference.Compared with traditional energy noise estimation method,the new method has simpler structure,less complexity,and can effectively improve the adaptability for various scenarios.The simulation results show that it can raise the resistance to co-channel frequency interference and adjacent frequency interference in multimode chips with low complexity,which improves the quality of 2G voice communication.

GSM; SAIC; co-channel and adjacent frequency interference; ALOE

10.3969/J.ISSN.1000-5137.2017.01.023

2016-11-27

國家科技支撐課題項目(2015BAD17B04)

許 翰(1990-),男,碩士研究生,主要從事無線通信方面的研究.E-mail:12210720113@fudan.edu.cn

導師簡介: 周小林(1973-),男,副教授,主要從事無線通信,移動通信,信號處理等方面的研究.E-mail:zhouxiaolin@fudan.edu.cn (通信聯(lián)系人)

TN 929.5

A

1000-5137(2017)01-0134-08