崔 順，莫岳平，朱肖陳，史宏俊

（揚州大學，江蘇 揚州 225100）

E類功率放大器研究與應(yīng)用

崔 順，莫岳平，朱肖陳，史宏俊

（揚州大學，江蘇 揚州 225100）

分析了E類功率放大器的工作原理，并基于此設(shè)計出一種高效高頻E類功放，作為無線電能傳輸系統(tǒng)中發(fā)射級的前端驅(qū)動電路。運用 LTspice仿真軟件，對其基本原理電路進行實驗分析。為進一步提升輸出功率和傳輸效率，電路還加入了阻抗匹配。仿真結(jié)果表明，此電路可實現(xiàn)在6.78 MHz下以85%左右的高效率進行10～30 W的功率傳輸，整體電路結(jié)構(gòu)簡單，有實用價值。

無線電能傳輸；高頻E類功率放大器；阻抗匹配；功率；驅(qū)動電路；LTspice

在十九世紀末期，美國科學家特斯拉嘗試將電能以無線的方式進行傳輸[1]。但后來因為技術(shù)的緣故以及市場需求性不強，使得無線電能傳輸技術(shù)的發(fā)展遲滯不前。直至2007年，美國麻省理工大學的研究團隊公布了一項新的無線電能研究成果：利用磁耦合諧振的方式進行無線電能的傳輸。這一技術(shù)不但使傳輸距離可增加到幾米，而且在一定的距離內(nèi)傳輸功率也較大。這使得國內(nèi)外對其研究關(guān)注達到空前高度。

利用磁耦合諧振方式進行無線電能傳輸，通常其發(fā)射線圈前級驅(qū)動電路的諧振頻率為kHz級[2-3]。要使發(fā)射線圈的大部分能量被接收線圈吸收，則兩線圈的諧振頻率須與前級驅(qū)動電路的頻率相等，從而傳輸頻率也只是達到kHz級。若想進一步提高傳輸?shù)男?，則可以改變傳輸頻率，即提高發(fā)射線圈前級驅(qū)動電路的諧振頻率?；跓o線充電聯(lián)盟（A4WP）的6.78 MHz高頻協(xié)議，且此頻率是人體所能承受最高頻率這一特性，本文設(shè)計出一種頻率為6.78 MHz的E類功率放大器。該設(shè)計可以應(yīng)用于無線電能傳輸系統(tǒng)，尤其為未來手機等電子設(shè)備在公共場合的無線充電技術(shù)開辟新的技術(shù)路徑。

1 E類功率放大器原理

如圖 1所示，無線電能傳輸系統(tǒng)的發(fā)射級主要由柵極驅(qū)動電路、E類功率放大器、阻抗匹配電路和負載四個部分組成。由于本設(shè)計主要對E類功率放大器進行研究，故可暫時先采用函數(shù)信號發(fā)生器來產(chǎn)生驅(qū)動信號（MOS管驅(qū)動電路后續(xù)將具體設(shè)計），來控制E類功放中MOS管的通斷，從而使電路產(chǎn)生諧振。再利用阻抗匹配使電路達到最佳諧振狀態(tài)，最終給負載提供一定的功率。

圖1 發(fā)射電路結(jié)構(gòu)框架Fig.1 Transmitter circuit structural frame

在射頻領(lǐng)域，功率放大器的設(shè)計一向是個關(guān)鍵問題。它有A～F共6種拓撲結(jié)構(gòu)，其中E類功放在射頻功率放大方面具有出色的性能。首先，它的效率很高，由于E類功率放大電路是根據(jù)“電壓、電流不同時出現(xiàn)”的原理設(shè)計的，即能實現(xiàn)零電壓開關(guān)（ZVS）和零電壓導(dǎo)數(shù)開關(guān)（ZDS），因而理論效率為100%；其次，輸出的電壓電流波形在很大程度上只取決于負載網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)選擇，因此容易根據(jù)具體的要求對參數(shù)進行適當?shù)恼{(diào)整，不需要額外增加太多的電子器件；其三，電路結(jié)構(gòu)簡單、有一定的傳輸距離，不受障礙物影響；最后，該電路自身帶有一定的保護功能，即便某一刻負載出現(xiàn)短路，放大器本身也不會輕易損壞[4]。因此在射頻功率放大方面，E類功率放大器被廣泛使用。

E類功放的基本電路如圖2所示。該電路由直流電壓源V1、扼流電感Lf、MOS管S、并聯(lián)電容器諧振電路以及負載R構(gòu)成。扼流電感Lf被假定為足夠大，使得直流電源的交流紋波可以忽略不計，并給 MOS管提供直流電流。并聯(lián)電容C1可理解為 MOS管寄生電容與實際引進電容之和[5]。LC組成一個串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)，以使流過該網(wǎng)絡(luò)的電流為理想的正弦信號，所有諧波成分都被濾除。電阻R是接收電路等效到發(fā)射電路的交流負載。

圖2 E類功率放大器的原理圖Fig.2 Class E power amplifier schematic

圖2放大器中，MOS管作為一個開關(guān)管而非放大管工作，因此MOS管S可等效為一個開關(guān)與內(nèi)阻的串聯(lián)，具體等效電路如圖3所示。理想狀態(tài)下，內(nèi)阻很小，可忽略不計。當S導(dǎo)通時，漏極兩端壓差為零，開關(guān)管流過大電流。當S關(guān)斷時，開關(guān)管中沒有電流流過，開關(guān)管相當于斷開，此時管子兩端僅存在較大電壓。由以上分析可以看出，MOS管中的電壓、電流不同時出現(xiàn)。而E類功率放大器正是利用改變MOS管上的電壓波形，使得導(dǎo)通時，其兩端電壓及其變化率都近似為零，從而減小開關(guān)損耗，達到提高系統(tǒng)傳輸效率的目標。

圖3 等效電路Fig.3 Equivalent circuit

2 電路參數(shù)設(shè)計與元器件選擇

本設(shè)計統(tǒng)一采用DC24V電源供電。要求符合：輸出電壓幅度Vomax≥20 V，振蕩頻率f=6.78 MHz，期望輸出功率Po=10～30 W可調(diào)，占空比D=0.5。

2.1 E類功率放大器設(shè)計[6]

設(shè)計E類功放的關(guān)鍵在于負載網(wǎng)絡(luò)的選取，但由于篇幅有限，故本文中不再詳述具體的分析過程，現(xiàn)僅將需要用到的元器件取值公式列出。

為保證扼流電感中的電流紋波不大于直流輸入電流If的10%，扼流電感的取值必須大于等于：

扼流電感的峰值電壓：

要使E類功放的諧振電路電流為正弦波，品質(zhì)因數(shù)QL應(yīng)足夠高，不妨取QL=7，因此諧振電容的計算公式為：

諧振電感的計算公式為：

諧振電容C和電感L上的電流峰值：

諧振電容C和電感L上的電壓峰值：

并聯(lián)電容C1的值為：

若MOS管的輸出電容為Co，則實際外部的并聯(lián)電容：

MOS管S及并聯(lián)電容C1上的電壓為：

流過MOS管的最大電流為：

2.2 阻抗匹配電路設(shè)計

在多數(shù)情況下，負載電阻是一個給定值，并且通常不是給定頻率下的最優(yōu)諧振負載值。因此，需要采用阻抗匹配電路，對負載阻抗進行向下變換，如圖4所示，使得等效后的阻抗RS等于最佳負載電阻R。

圖4 阻抗匹配電路Fig.4 Impedance matching circuit

具體元器件計算公式如下：

RL-L2和等價二端網(wǎng)絡(luò)的電抗系數(shù)為：

3 電路仿真調(diào)試與結(jié)果分析

3.1 E類功放的仿真

圖6為其仿真波形。圖中，V(n006)為柵極驅(qū)動信號，V(n005)為MOS管兩端電壓，I(Lf)為扼流電感Lf的電流，Id(M1)為流入MOS管電流。由仿真波形可以得知，MOS管大致能實現(xiàn)ZVS和ZDS。

圖5 E類功放的仿真電路圖Fig.5 Simulation circuit of class E power amplifier

圖6 E類功放的仿真波形圖Fig.6 Simulation waveform of class E power amplifier

如圖 7，測得負載電阻 RL上的實際輸出功率系統(tǒng)的實際輸入功率可計算得出整個系統(tǒng)的效率

圖7 實際輸出/輸入功率Fig.7 Actual output/input power

為提高傳輸效率，對電路元器件參數(shù)進行優(yōu)化。首先對RL進行調(diào)整，經(jīng)過多次取值，得出當時，效率η=69%最高。根據(jù)公式可以再次計算得出此時，效率

3.2 加阻抗匹配電路的仿真

通過參考各類文獻，可知接收電路等效到發(fā)射電路的負載一般為50 Ω，所以，本文中選取RL=50Ω[7-8]。由公式(13)～(17)，得出 L1=2.7 μH，L2=950 nH，仿真電路如圖8所示。

圖8 加阻抗匹配的仿真電路圖Fig.8 Simulation circuit with impedance matching

圖9給出了負載RL兩端的電壓波形。由波形圖可知，輸出電壓振幅根據(jù)圖10負載RL兩端電壓頻譜圖可知，電路輸出的電壓增益最高為27 dB，此時頻率為6.8 MHz，基本滿足設(shè)計要求。

圖9 負載電壓波形Fig.9 The load voltage waveform

圖10 負載電壓頻譜圖Fig.10 The load voltage spectrum

由圖11知，當期望輸出功率Po=10 W時，實際輸出功率Pout=12.77 W，實際輸入功率Pin=14.96 W，計算整個系統(tǒng)的效率為η=85.4%。

圖11 實際輸出/輸入功率Fig.11 Actual output/input power

下面在其他期望輸出功率下，對系統(tǒng)元器件值重新計算并仿真。

當期望輸出功率Po=20 W時，此時Lf=17 μH，C=240 pF，L1=2.1 μH，L2=820 nH，C1=160 pF，實際輸出功率 Pout=18.4 W，實際輸入功率 Pin=21.48 W，計算整個系統(tǒng)的效率為η=85.7%，此時頻率也為6.8 MHz。

當期望輸出功率Po=30 W時，此時Lf=12 μH，C=360 pF，L1=1.3 μH，L2=620 nH，C1=286 pF，實際輸出功率Pout=26.57 W，實際輸入功率Pin=29.76 W，計算整個系統(tǒng)的效率為η=89.3%，此時頻率也為6.8 MHz。

4 結(jié)論

與此前的研究或文獻相比，本文主要突出“高頻”這一特性，設(shè)計了一種MHz級E類功率放大器，仿真結(jié)果表明，此放大器最終能在6.8 MHz下以85%左右的高效率進行10～30 W的功率傳輸。此外，電路結(jié)構(gòu)簡單，易于制作，可靠性好。總而言之，本文對以后無線電能傳輸系統(tǒng)的理論研究具有一定參考價值，同時也為其實際應(yīng)用打下良好的基礎(chǔ)。

[1] 丁衛(wèi)東. 大功率電磁諧振式無線能量傳輸 [D]. 成都:電子科技大學, 2015.

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[3] 董婧婧. 磁耦合諧振式無線能量傳輸系統(tǒng)的仿真與實驗驗證 [D]. 哈爾濱: 哈爾濱理工大學, 2012.

[4] 屈定波. 基于E類放大器的2 MHz射頻電源研究 [D].哈爾濱: 哈爾濱工業(yè)大學, 2007: 1.

[5] 甘軍寧, 張萬榮, 謝紅云, 等. 射頻E類功率放大器并聯(lián)電容技術(shù)研究進展 [C]//中國電子學會微波分會. 2007年全國微波毫米波會議論文集（下冊）. 北京: 機械工業(yè)出版社, 2007: 1252.

[6] KAZIMIERCZUK M K. RF power amplifiers [M]. New Jersey, USA: John Wiley & Sons, 2015: 243-271.

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（編輯：陳渝生）

Research and application of class E power amplifier

CUI Shun, MO Yueping, ZHU Xiaochen, SHI Hongjun
(Yangzhou University, Yangzhou 225100, Jiangsu Province, China)

The working principle of class E power amplifier was analyzed, and a class E power amplifier with high efficiency and high frequency was designed, which was used as the front end driving circuit in the wireless power transfer.Using LTspice simulation software, the basic schematic circuit was analyzed. In order to further improve the output power and transmission efficiency, the impedance matching circuit was added. The simulation results show that this circuit can realize the power transmission efficiency of about 85% in 10－30 W at 6.78 MHz. The whole circuit has simple structure and practical value.

wireless power transfer; high frequency class E power amplifier; impedance matching; power; driving circuit; LTspice

10.14106/j.cnki.1001-2028.2017.07.016

TN722.7-5

A

1001-2028（2017）07-0080-05

2017-04-14

莫岳平

莫岳平（1962－），男，江蘇揚州人，教授，博士，主要研究新型特種電機及其控制，E-mail: moyp@sina.com ；崔順（1991－），男，江蘇東臺人，研究生，主要研究高頻無線電能傳輸，E-mail: 516995373@qq.com 。

時間：2017-06-29 10:25

http://kns.cnki.net/kcms/detail/51.1241.TN.20170629.1025.016.html