王 瑩，喬 明，楊 波

(哈爾濱電力職業(yè)技術學院，哈爾濱150030)

一種新型移相控制全橋零電壓開關變換器拓撲的研究

王 瑩，喬 明，楊 波

(哈爾濱電力職業(yè)技術學院，哈爾濱150030)

為了提高傳統(tǒng)電焊機中開關電源的效率，設計了一種新的焊接電源，其原理是基于一種改進型的移相控制全橋零電壓開關PWM變換器，在變換器中加入了諧振電感和鉗位二極管。分析了該變換器可以消除變壓器二次側(cè)輸出整流二極管兩端電壓尖峰的原因以及高效率的特性，得到了基于Pspice的PS-FB-ZVS PWM變換器的仿真波形，并設計了1臺2.4kW、50Hz的實驗樣機。實驗驗證結果表明，研制的2.4kW的充電電源實驗樣機整機效率和可靠性很高，實用價值較大。

高效率；移相控制；零電壓開關；鉗位二極管

目前，傳統(tǒng)電焊機中應用的開關電源普遍效率較低，這對電能造成了極大的浪費。大功率電源研制中普遍采用全橋移相變換技術[1]，變換器利用功率開關管的結電容與變壓器的漏感產(chǎn)生諧振，不僅可以實現(xiàn)開關管零電壓開關，還可以實現(xiàn)脈寬調(diào)制(PWM)控制。變換器采用了一種改進型的全橋變換器，即在變壓器的一次側(cè)增加兩個鉗位二極管和一個諧振電感，這樣可以抑制輸出整流管上的電壓振蕩和電壓尖峰，并且省略了有損吸收電路，有助于提高效率同時降低損耗[2]。為了提高電焊機的效率，本文闡述了該改進型變換器的工作原理及抑制二次側(cè)輸出整流二極管兩端電壓尖峰的機理[3]，利用電流模式控制方式設計了控制電路，實現(xiàn)恒流限壓輸出特性。利用Pspice對該變換器進行了相應的仿真分析，并在實驗室條件下設計了1臺2.4kW、50Hz的實驗樣機，測試了1/4額定負載、1/2額定負載和額定負載情況下的相關波形，并進行了實驗驗證。

1 變換器工作原理

本文研究的改進型變換器實質(zhì)是移相控制全橋零電壓軟開關變換器，其電路拓撲結構如圖1所示。對基本全橋變換器進行調(diào)整，在變壓器的一次側(cè)增加兩個鉗位二極管和一個諧振電感，變換器仍采用移相控制方式。這里有Lf?Lr/n2，其中n為變壓器匝比。采用的改進型全橋變換器，其主要的波形如圖2所示。

在變換器中加入鉗位二極管和諧振電感，可以有效消除輸出整流管的電壓尖峰以及振蕩，其工作原理可參考文獻[4-5]。本文主要分析[t6-t8]時段內(nèi)的工作過程，在一個開關周期中起到消除二次側(cè)整流管電壓振蕩和電壓尖峰作用的時段為[t7-t8]和[t16-t17]。其中[t6-t7]與[t7-t8]時段的等效電路分別如圖3和圖4所示。

圖1 改進型全橋變換器的拓撲結構圖Fig.1 Topology structure diagram ofimproved full-bridge converter

圖2 改進型全橋變換器的主要波形圖Fig.2 Main waveform diagram ofimproved full-bridge converter

圖3 [t6-t7]時段的等效電路Fig.3 Equivalent circuit at [t6-t7] period

圖4 [t7-t8]時段的等效電路Fig.4 Equivalent circuit at [t7-t8] period

在t6時刻，Ds關斷，D6導通。Lr將與電容CD5產(chǎn)生諧振，為CD5充電，ip和iLr繼續(xù)反向增加。

在t7時刻，D8導通鉗位，提供電流通道，使ip階躍地減小到一個值，這個值是二次側(cè)濾波電感電流折算到一次側(cè)電流的等效值。隨后ip開始反向增加，在這個過程中iLr將持續(xù)不變。電流iLr與ip的差值流經(jīng)D8，這個電流呈鋸齒波狀，鋸齒波狀的電流抑制了整流二極管尖峰。ip不斷增大，到t8時刻，將與iLr相等，至此D8被迫關斷，開關模態(tài)結束。[t16-t17]時段與此類似，區(qū)別是時段內(nèi)D7導通。

2 變換器仿真分析

改進型移相控制全橋零電壓PWM變換器，本文利用PSpice仿真軟件搭建了其仿真電路，并采用實際的器件對其進行仿真分析，仿真的參數(shù)如下：開關頻率50kHz，變壓器變比n=12/1/1，主電路相關仿真波形如圖5所示。

圖5 該變換器的主要仿真波形Fig.5 Main waveforms of the converter

在圖5仿真波形圖中，包含了開關管的驅(qū)動、變壓器一次側(cè)電流、二次側(cè)輸出整流二極管上的電壓、鉗位二極管電流、橋臂中點電壓、諧振電感電流、二次側(cè)輸出整流電壓以及輸出濾波電感上電流等波形。

在仿真條件下，與基本移相控制FB-ZVS-PWM變換器相比，可以發(fā)現(xiàn)該變換器流經(jīng)鉗位二極管的電流值是很小的；二次側(cè)輸出整流二極管上的電壓尖峰也非常小，幾乎沒有電壓振蕩；變壓器二次側(cè)的占空比與一次側(cè)占空比相比較小，這說明存在占空比丟失的現(xiàn)象。由于諧振電感電流的正向值很小，這就減小了二次側(cè)的占空比丟失，因此可以適當增加變換器原二次側(cè)的變比，從而進一步來降低它的通態(tài)損耗。

3 變換器實驗驗證

加入鉗位二極管的PS-FB-ZVS PWM變換器，為了驗證其工作原理和固有特性，在實驗室中完成了一臺2.4 kW的實驗樣機。該樣機的主要參數(shù)如下：開關頻率fS=50 kHz，輸入電壓Vin=400 VDC，輸出電壓VO的最大值為24 VDC，輸出電流IO的最大值為100 A，而且輸出電壓與輸出電流均可調(diào)，保持恒流限壓輸出特性，限壓值為28 VDC。

圖6 改進型變換器的實測波形Fig.6 Measured waveforms of improved converter

樣機的實際測試波形如圖6所示，實測波形與圖5的仿真波形相對應。

從圖6可以看出，變壓器二次側(cè)輸出整流二極管兩端的電壓尖峰很小，說明得到了很好地抑制；流經(jīng)兩個鉗位二極管的電流峰值很小，持續(xù)時間很短，實際測試發(fā)熱量很小，有利于提高效率；輸出濾波電感上的電流脈動較小，符合設計要求。

該變換器有一個固有特性，即在輕載條件下滯后臂實現(xiàn)ZVS較為困難。負載變化的條件下，為了了解零電壓軟開關能否實現(xiàn)以及超前臂與滯后臂在實現(xiàn)軟開關時的具體難易程度，實驗室測試了樣機在1/4額定負載、1/2額定負載和額定負載這三種情況下驅(qū)動與開關管漏源電壓的波形。

在1/4額定負載條件下，超前臂與滯后臂開關管的驅(qū)動波形以及漏源電壓VDS波形如圖7所示。在1/2額定負載條件下，超前臂與滯后臂開關管的驅(qū)動波形以及漏源電壓VDS波形如圖8所示。在額定負載條件下，超前臂與滯后臂開關管的驅(qū)動波形及漏源電壓VDS的波形如圖9所示。

圖7 1/4額定負載條件下超前臂與滯后臂驅(qū)動波形及漏源電壓波形Fig.7 Driving waveforms of super forearmand lag arm and leakage source voltagewaveforms under 1/4 rated load condition

圖8 1/2額定負載條件下超前臂與滯后臂驅(qū)動波形及漏源電壓波形Fig.8 Driving waveforms of super forearmand lag arm and leakage source voltagewaveforms under 1/2 rated load condition

圖9 額定負載條件下超前臂與滯后臂驅(qū)動波形及漏源電壓波形Fig.9 Driving waveforms of super forearmand lag arm and leakage source voltagewaveforms under rated load condition

從圖7、圖8和圖9中可以看出：在重載條件如額定負載(100A)及1/2額定負載(50A)輸出條件下，超前臂和滯后臂開關管在出現(xiàn)驅(qū)動信號之前，其漏源電壓已經(jīng)降為零，說明可以容易地實現(xiàn)零電壓軟開關；在輕載條件下，如1/4額定負載(25A)輸出條件下，只有超前臂實現(xiàn)了軟開關，滯后臂并沒有實現(xiàn)，說明滯后臂開關在輕載條件下不容易實現(xiàn)軟開關。

4 變換器整機效率測試

所研制的充電電源樣機效率曲線如圖10所示。

圖10 不同輸出電流條件下的效率曲線Fig.10 Efficiency curves under different output currents

測試條件如下：輸入電壓為額定狀態(tài)，輸出電壓24V保持不變，改變輸出電流，得到不同輸出電流條件下的效率曲線?？梢钥闯觯兄频某潆婋娫礃訖C整機效率很高，在額定負載條件下近似達到了98%。

5 結 語

本文提出了改進型的移相控制全橋零電壓開關PWM變換器的概念，分析了其工作原理，給出了相應的仿真分析，并且設計了1臺2.4kW的實驗樣機。仿真和實驗結果來看，該樣機二次側(cè)輸出整流二極管上的電壓尖峰得到了很好地抑制，占空比損失比未改進之前減小，鉗位二極管在1個周期中只有一個導通1次。該變換器的結構簡單，效率和可靠性較高，具有較大的推廣價值和潛力。

[1] 潘敏. 48kW高頻開關電源的研制[J]. 電氣傳動自動化, 2010, 32(1):17-19.

PAN Min. Development of 48kW high-frequency switching power supply[J]. Electric Drive Automation, 2010, 32(1): 17-19.

[2] Jang Y, Jovanovic M M. A New PWM ZVS Full-Bridge Converter[J]. IEEE Trans. Power Electron., Part Special Section on Lighting Applications，2007，22(3):987-994.

[3] 楊幼松，申群太. 一種新的移相全橋零電壓開關PWM變換器[J]. 通信電源技術，2010，27(1):1-4.

YANG Yousong, SHEN Quntai. A new phase-shift full-bridge zero-voltage-switching PWM converter[J]. Telecom Power Technology, 2010, 27(1): 1-4.

[4] REDL R，SOKAL N O，BALOGH L.A novel soft-switching full-bridge DC/DC converter：analysis，design consideration sand experimental results at 1.5 kW，100 kHz[J]. IEEE Trans. on Power Electronics，1991，6(3)：408-418.

[5] Redl, R., Balogh, L., Edwards, D.W. Optimal ZVS Full-bridge DC/DC Converter with PWM Phase-shift Control: Analysis, Design Considerations, and Experimental Results[C].IEEE APEC’94, Piscataway, USA,1994.

On a new phase-shift control full-bridge ZVS converter topology

WANG Ying,QIAO Ming,YANG Bo

(Harbin Electric Power Vocational Technical College, Harbin 150030, China)

In order to improve the efficiency of switching power supply in traditional welding machine, a new welding power source is designed. The principle of the design is based on an improved phase-shift full-bridge zero-voltage-switching PWM converter, in which resonators and clamp diodes inductance are added. The reason that the converter can eliminate the voltage spike at both ends of the converter secondary side output rectifier diode and the high efficiency property are analyzed. Then the simulation waveform of PS-FB-ZVS PWM converter based on Pspice is obtained and a 2.4kW, 50Hz experimental prototype is designed. The experimental results show that the designed prototype with 2.4kW rechargeable power supply has high efficiency and reliability as well as the great practical value.

high efficiency, phase-shift control, zero-voltage switching (ZVS), clamp diodes

2017-03-22；

2017-09-28。

王 瑩(1981—),女,講師，現(xiàn)從事供用電技術方向的教學與研究工作。

TM461

A

2095-6843(2017)06-0497-04

(編輯侯世春)