李 超

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

在高速數(shù)據(jù)傳輸中，為了減少信號傳輸?shù)拇a間串?dāng)_，調(diào)制器會使用成形濾波器對傳輸信號進行濾波[1]。平方根升余弦滾降(SRRC)濾波器作為一種廣泛應(yīng)用的成形濾波器，可以通過FPGA設(shè)計并實現(xiàn)[2]。當(dāng)傳輸數(shù)據(jù)速率較高時，SRRC濾波器可以通過并行結(jié)構(gòu)設(shè)計并實現(xiàn)[3]。此外，解調(diào)器可以通過加入一個傳輸函數(shù)隨頻率增加而滾降的線性濾波器達到改善信噪比的目的，但是該濾波器在將高頻端的噪聲衰減的同時，也會對傳輸信號的高頻分量帶來衰減，從而產(chǎn)生碼間串?dāng)_。這就需要在調(diào)制器中加入預(yù)加重濾波器來補償基帶信號的高頻分量，達到減少碼間串?dāng)_的目的[4]。但是，隨著傳輸速率的提高，調(diào)制器內(nèi)部使用的模擬器件，如模擬濾波器、放大器和正交混頻器等所產(chǎn)生的相位失真和幅度失真，會使調(diào)制信號產(chǎn)生嚴重的碼間串?dāng)_，這種碼間串?dāng)_通過SRRC濾波器和預(yù)加重濾波器無法有效消除。以上這些幅度失真和相位失真對調(diào)制信號質(zhì)量產(chǎn)生的影響，可以通過信號分析儀中的矢量信號分析功能對調(diào)制信號進行信號質(zhì)量分析，并由分析結(jié)果中的誤差矢量幅度(EVM)這個指標(biāo)加以衡量[5]。

目前，對于已知的相位失真，可以通過希爾伯特變換的方法[6]、通過迭代求解非線性方程組的方法[7]或通過基于復(fù)倒譜系數(shù)的算法[8]設(shè)計一個全通濾波器，對已知相位失真進行補償，進而達到消除碼間串?dāng)_的目的。對于已知的幅度失真，可以通過采用頻域采樣的方法[9]設(shè)計一個線性相位濾波器，對幅度失真進行補償，進而達到消除碼間串?dāng)_的目的。然而，這些相位失真和幅度失真與模擬器件本身的特性緊密相關(guān)，并會隨著模擬器件使用條件的不同而發(fā)生改變。因此，通過模型預(yù)先設(shè)計相位及幅度失真補償濾波器，難以消除以上相位失真和幅度失真帶來的碼間串?dāng)_。

針對以上問題，本文提出了一種基于分數(shù)間隔均衡的數(shù)字預(yù)失真技術(shù)，通過自適應(yīng)補償調(diào)制器內(nèi)部產(chǎn)生的各種幅度與相位失真，達到消除碼間串?dāng)_的目的。最后基于該技術(shù)，通過使用4倍插值SRRC濾波器多相結(jié)構(gòu)設(shè)計并實現(xiàn)了一種基于T/4分數(shù)間隔均衡的數(shù)字預(yù)失真器，并通過對調(diào)制器輸出信號的EVM及頻譜進行測試，對該技術(shù)進行了驗證。

1 數(shù)字預(yù)失真器實現(xiàn)結(jié)構(gòu)

本文使用T/4分數(shù)間隔均衡器收斂系數(shù)與4倍插值SRRC濾波器相結(jié)合的方法，對正交基帶信號進行預(yù)失真處理，基本原理框圖如圖1所示。由于設(shè)計的T/4分數(shù)間隔均衡器完成一次系數(shù)更新只需要有限個連續(xù)采樣數(shù)據(jù)，這樣可以先將一組連續(xù)的采樣數(shù)據(jù)存儲在FPGA中集成的RAM里，然后使用該組數(shù)據(jù)通過較慢的處理時鐘完成一次系數(shù)更新運算。因此T/4分數(shù)間隔均衡器采用串行結(jié)構(gòu)實現(xiàn)。當(dāng)T/4分數(shù)間隔均衡器得到收斂的系數(shù)后，根據(jù)該系數(shù)特點及4倍插值成形濾波的運算特點，將該系數(shù)對應(yīng)的濾波器與4倍插值SRRC濾波器統(tǒng)一設(shè)計，并采用4路并行的多相復(fù)數(shù)濾波器分解結(jié)構(gòu)實現(xiàn)。這里，多相分解是指將數(shù)字濾波器分解為若干個不同的組[10]。

圖1 預(yù)失真器基本原理

如圖1所示，I(nT)+jQ(nT)為經(jīng)過調(diào)制符號映射的基帶正交信號，其中n表示符號數(shù)，T表示符號周期。將該正交信號同時接入H4k、H4k+1、H4k+2和H4k+3四個子濾波器，完成對輸入信號的4倍插值運算，然后依次輸出4組信號，I1+jQ1、I2+jQ2、I3+jQ3和I4+jQ4分別表示一個符號周期中在0、T/4、2T/4和3T/4時刻I/Q兩路基帶信號的采樣數(shù)據(jù)。由于本文選用的DA芯片為MD652D，該芯片信號輸入接口為4路數(shù)據(jù)并行輸入結(jié)構(gòu)[11]，這時直接將I路與Q路的4路信號分別接入DA芯片，通過數(shù)模變換形成I/Q兩路正交模擬基帶信號。然后，這2路正交模擬信號分別經(jīng)過低通濾波器和放大器處理后，輸入正交混頻器。正交混頻器輸出的調(diào)制信號再通過帶通濾波器及放大器處理后，最終形成調(diào)制輸出信號。

中頻調(diào)制信號在輸出前，首先通過開關(guān)切換到內(nèi)部反饋通道，形成反饋信號。反饋信號經(jīng)過4倍采樣、數(shù)字匹配濾波及數(shù)字解調(diào)處理后，最終形成正交基帶信號I′(nT+kT/4)+jQ′(nT+kT/4)，這里nT+kT/4表示第n個符號的第k個采樣時刻，采樣間隔為T/4，取k=0，1，2，3。然后將該正交基帶信號接入T/4分數(shù)間隔均衡器并經(jīng)過多次迭代運算處理。當(dāng)T/4分數(shù)間隔均衡器達到收斂判決門限或迭代運算次數(shù)上限時，將輸出一組復(fù)均衡抽頭系數(shù)，該系數(shù)即為預(yù)失真濾波器系數(shù)。

由于生成的預(yù)失真濾波器系數(shù)為復(fù)數(shù)形式，而SRRC濾波器系數(shù)可以看成虛部為零的復(fù)數(shù)形式，且2組系數(shù)均為4倍采樣的濾波器系數(shù)。這樣，2組濾波器系數(shù)可以通過復(fù)數(shù)卷積運算及截位處理后合成為一組濾波器系數(shù)，并通過4路并行的多相復(fù)數(shù)濾波器結(jié)構(gòu)實現(xiàn)，從而簡化了信號的處理流程。

2 T/4分數(shù)間隔均衡器原理

均衡器設(shè)計中主要考慮以下幾點：① 均衡器的類別：線性均衡和非線性均衡；② 均衡器的結(jié)構(gòu)：橫向濾波器型和格型等；③ 均衡器的自適應(yīng)算法：最小均方誤差算法、遞歸最小二乘法等[12]。文獻[13]進一步論述了分數(shù)間隔均衡器常見的自適應(yīng)算法。

本文T/4分數(shù)間隔均衡器為線性均衡類。由于橫向濾波器結(jié)構(gòu)簡單，便于FPGA設(shè)計實現(xiàn)，本文T/4分數(shù)間隔均衡器采用橫向濾波器結(jié)構(gòu)。同時考慮到，由于最小均方誤差提取算法，其基于最陡下降原理，能使濾波后輸出信號的均方誤差最小[14]，本文T/4分數(shù)間隔均衡器算法采用最小均方誤差提取算法。文獻[15-16]論述了T/4分數(shù)間隔均衡器的多信道系統(tǒng)模型，根據(jù)實際情況，采用串行模型實現(xiàn)T/4分數(shù)間隔均衡器，原理框圖如圖2所示。

圖2 T/4分數(shù)間隔均衡器原理

為了便于分析，設(shè)均衡器長度為S個符號，并將nT歸一化為n，nT+kT/4歸一化為k，這里k在n時刻依次取值為0，1，2，3。此時，橫向濾波器由4(S-1)級延遲線構(gòu)成，兩級之間的延遲間隔均為T/4，且各延遲單元的增益相同。設(shè)M為橫向濾波器的抽頭個數(shù)，則M=4(S-1)+1。在k時刻橫向濾波器的抽頭系數(shù)為：

W=[w0(k)，w1(k)，…，wM-1(k)]。

設(shè)v=(M-1)/2，則在k時刻橫向濾波器的輸入值為：

U=[u(k+v)，u(k+v-1)，…，u(k-v)]。

圖2中，自適應(yīng)權(quán)值控制單元在n時刻輸入的誤差值為：e(n)=d(n)-y(n)，其中，d(n)為橫向濾波器輸入信號經(jīng)峰值點選取和判決處理后輸出的n時刻均衡目標(biāo)收斂值，y(n)為經(jīng)過橫向濾波器和峰值點選取處理后輸出的n時刻符號峰值點。e(n)可進一步表示為：

e(n)=d(n)-WT(n)U(n)，

式中，通過對輸入數(shù)據(jù)延時進行控制，使n時刻符號的峰值點正好對應(yīng)于橫向濾波器主抽頭進行運算，產(chǎn)生誤差e(n)，進而通過誤差得到n時刻新一組橫向濾波器系數(shù)：

W′=W+μe(n)U，

式中，μ為步長參數(shù)，用來控制穩(wěn)定性和收斂速度。若μ采用較大的數(shù)值，能加快收斂速度，但同時會帶來較大的穩(wěn)態(tài)剩余誤差；若選擇較小的值，能減小穩(wěn)態(tài)剩余誤差，但收斂時間變長[17]。此外，橫向濾波器系數(shù)需要在工作初始時刻設(shè)置初值，其中濾波器系數(shù)的虛部初值均設(shè)置為零，實部初值除主抽頭位置外均設(shè)置為零，而主抽頭實部初值設(shè)置為一個正數(shù)。在實際工程中，若設(shè)置的主抽頭實部初值相比與μ值較小時，橫向濾波器系數(shù)在自適應(yīng)迭代運算過程中將可能呈現(xiàn)發(fā)散的狀態(tài)。

3 實驗結(jié)果與分析

針對本文提出的基于T/4分數(shù)間隔均衡的預(yù)失真技術(shù)，根據(jù)圖1和圖2所示原理框圖研制硬件平臺并編寫相關(guān)FPGA驗證程序，然后對多組調(diào)制輸出信號進行星座圖、EVM及頻譜比對測試。測試硬件平臺及FPGA驗證程序設(shè)計的主要參數(shù)設(shè)置：載波頻率720 MHz，符號速率200 MSps，SRRC濾波器成形系數(shù)0.5，SRRC濾波器階數(shù)17階，多相結(jié)構(gòu)復(fù)數(shù)濾波器階數(shù)40階，第1～4組測試中T/4分數(shù)間隔均衡器長度依次設(shè)置為1、3、5和7個符號長。當(dāng)均衡器長度為1個符號長時，數(shù)字預(yù)失真器工作在直通模式，此時數(shù)字預(yù)失真器等價于標(biāo)準(zhǔn)的SRRC濾波器。當(dāng)均衡器長度設(shè)置為3，5和7個符號長時，均衡器階數(shù)將分別為9，17和25階。在4組測試中，復(fù)數(shù)卷積運算合成的復(fù)數(shù)濾波器階數(shù)通過截短或補長處理后統(tǒng)一為40階。

根據(jù)上述參數(shù)設(shè)置，依次產(chǎn)生4組待測試調(diào)制輸出信號。本文使用Agilent公司的DSO91304A型示波器中的矢量信號分析軟件，分析并顯示4組信號的星座圖，并對每組信號的EVM值進行測量，測試結(jié)果如圖3、圖4、圖5和圖6所示。通過Agilent公司的N9010A型頻譜儀測試各組信號的頻譜特性，第1組與第4組的測試結(jié)果如圖7所示。

第1組測試信號的星座圖及矢量信號分析結(jié)果如圖3所示。從圖3中可以看到，該信號星座圖中的4個星座點都較為發(fā)散，測試信號的EVM值為10.911% rms。可見，當(dāng)調(diào)制輸出信號符號速率為200 MSps時，由于未進行預(yù)失真處理，調(diào)制輸出信號中存在嚴重的碼間串?dāng)_，信號質(zhì)量較差。

圖3 第1組矢量信號分析結(jié)果

圖4 第2組矢量信號分析結(jié)果

圖5 第3組矢量信號分析結(jié)果

圖6 第4組矢量信號分析結(jié)果

第2組測試信號的星座圖及矢量信號分析結(jié)果如圖4所示。從圖4中可以看到，由于對原始的調(diào)制輸出信號進行了預(yù)失真處理，此時星座圖中的4個星座點明顯收斂，且測試信號的EVM值降為4.413 1% rms。

第3組測試信號的星座圖及矢量信號分析結(jié)果如圖5所示。從圖5中可以看到，由于將T/4分數(shù)間隔均衡器的階數(shù)由第2組測試時的9階增加到17階，此時星座圖中的4個星座點較之圖4又進一步收斂，且測試信號的EVM值也進一步降低為3.672 4% rms。

第4組測試信號的星座圖及矢量信號分析結(jié)果如圖6所示。從圖6中可以看到，由于將T/4分數(shù)間隔均衡器的階數(shù)增加到25階，此時星座圖中的4個星座點在4組測試結(jié)果中最為收斂，同時測得信號的EVM值為3.485 5% rms，也是4組EVM指標(biāo)測試中最好的。

進一步通過使用頻譜儀，對調(diào)制輸出信號的頻譜特性進行對比測試，如圖7所示。

圖7 預(yù)失真器對信號頻譜特性改善測試圖

由圖7可以看出，在第1組測試中，調(diào)制輸出信號頻譜關(guān)于中心頻點左右不對稱，且存在明顯的畸變。但從第4組調(diào)制輸出信號的頻譜可以看到，預(yù)失真器對信號頻譜特性有了顯著改善。這里，在第4組調(diào)制輸出信號中心頻點處顯示的凹坑，為I/Q基帶信號通過電容隔直處理后產(chǎn)生的，此處對調(diào)制輸出信號EVM值的影響可以忽略。

為了便于分析，在進行第2～4組測試時，通過FPGA編程軟件ISE中自帶的Chipscope功能，讀取FPGA運行程序中T/4分數(shù)間隔均衡器收斂后的輸出系數(shù)，如表1、表2和表3所示。

表1 第2組測試下T/4分數(shù)間隔均衡器收斂系數(shù)

符號數(shù)系數(shù)1系數(shù)2系數(shù)3系數(shù)41328-j137-78+j1012-548+j231-982+j1858714+j23-1347-j1183-1044-j150-316-j118749-j182

表2 第3組測試下T/4分數(shù)間隔均衡器收斂系數(shù)

符號數(shù)系數(shù)1系數(shù)2系數(shù)3系數(shù)419+j8-119+45j21-j31194-j80213-j21-71+j973-571+j138-1048+j178737-j206-1123-j3684-723-j337-265-j13972+j51226+j675227-j83104-j187-208+j28

表3 第4組測試下T/4分數(shù)間隔均衡器收斂系數(shù)

符號數(shù)系數(shù)1系數(shù)2系數(shù)3系數(shù)41-27+j450-j34220-j7-56+j39-81+j46-10-j23105-j60161-j6373+j10-164+j1114-475+j147-746+j639124-j109-817-j2665-589-j309-274-j22014-j74180+j256192+j2299-j48-6-j101-55-j787-42+j3-14+j62-23+j26

表1、表2和表3分別列出了3次測試中T/4分數(shù)間隔均衡器收斂后的輸出系數(shù)。每組系數(shù)的主抽頭均已加黑標(biāo)注，每個符號中的系數(shù)1、系數(shù)2、系數(shù)3與系數(shù)4分別表示對應(yīng)符號中以0、T/4、2T/4與3T/4為采樣間隔的抽頭系數(shù)。

通過分析以上測試結(jié)果，可以得出如下結(jié)論：

① 通過對4組測試信號進行矢量信號分析可以看出，應(yīng)用本文所述基于分數(shù)間隔均衡的數(shù)字預(yù)失真技術(shù)，可以顯著提高中頻輸出信號的信號質(zhì)量。但通過增加均衡器階數(shù)的方法，對信號質(zhì)量的改善程度將逐漸減弱。同時，隨著均衡器階數(shù)的提高，在實際編程過程中，F(xiàn)PGA將消耗更多的乘法器及D觸發(fā)器資源，所以需要根據(jù)實際情況對分數(shù)間隔均衡器長度做出合理選擇。

② 通過對4組測試信號進行頻域分析可以看出，當(dāng)中頻輸出信號未經(jīng)預(yù)失真處理時，信號頻譜的失真是關(guān)于信號中心頻率非對稱的?？梢?，若通過數(shù)字濾波器對正交基帶信號進行處理，以補償中頻輸出信號的頻譜失真，則必須使用復(fù)數(shù)濾波器形式。因此傳統(tǒng)的FIR及IIR濾波器等非復(fù)數(shù)濾波器將無法對這種頻譜失真進行補償。

③ 通過比對3組測試中均衡器的收斂系數(shù)可以看出，當(dāng)系數(shù)位置逐漸遠離主抽頭時，系數(shù)數(shù)值呈現(xiàn)逐漸變小的趨勢。同時需要注意，通過低階均衡器收斂得到的一組收斂系數(shù)，與通過高階均衡器收斂得到并做截短處理的收斂系數(shù)做比對，2組系數(shù)雖然可以等長，但頻譜補償效果未必等價，所以需要根據(jù)復(fù)數(shù)濾波器的設(shè)計階數(shù)合理選擇均衡器的設(shè)計階數(shù)。

4 結(jié)束語

本文提出了一種基于分數(shù)間隔均衡的數(shù)字預(yù)失真技術(shù)，該技術(shù)能有效改善中頻輸出信號的質(zhì)量。此外，該技術(shù)完全由FPGA設(shè)計實現(xiàn)[18]，提高了該技術(shù)的可移植性。同時，由于該技術(shù)采用串行結(jié)構(gòu)實現(xiàn)分數(shù)間隔均衡并采用多相濾波器結(jié)構(gòu)實現(xiàn)預(yù)失真濾波，使得該技術(shù)對FPGA硬件資源占用量大大降低，提高了該技術(shù)的實用性。

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