陸德超， 鄭旭強(qiáng)， 呂方旭， 王和明， 陳 江， 吳苗苗， 劉 濤

(1.空軍工程大學(xué)防空反導(dǎo)學(xué)院，西安 710000； 2.中國(guó)科學(xué)院微電子研究所，北京 100000)

0 引言

隨著5G時(shí)代[1-2]的到來(lái)，數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃俾试絹?lái)越快。高速串行接口(SerDes)[3]作為芯片、背板和機(jī)柜之間數(shù)據(jù)高速交換的必要組件，其性能的優(yōu)劣對(duì)數(shù)據(jù)傳輸?shù)母咚侔l(fā)展有著至關(guān)重要的影響。而連續(xù)時(shí)間線性均衡器(CTLE)[4]作為SerDes系統(tǒng)中接收機(jī)模擬前端的核心模塊，其對(duì)信道均衡補(bǔ)償能力的大小決定著整個(gè)SerDes收發(fā)機(jī)系統(tǒng)的整體數(shù)據(jù)速率的提高。

在高速有線通信系統(tǒng)中，信道的非理想效應(yīng)對(duì)信號(hào)的傳輸質(zhì)量有著越來(lái)越重要的影響。由于信道呈低通特性，信號(hào)經(jīng)過(guò)信道后會(huì)導(dǎo)致高頻信號(hào)和低頻信號(hào)的衰減程度不一致，隨著數(shù)據(jù)傳輸速率的不斷提升，當(dāng)數(shù)據(jù)傳輸速率達(dá)到Gibit/s級(jí)以上時(shí)，即使是長(zhǎng)度相對(duì)較短的銅線，這種低通特性也會(huì)導(dǎo)致高頻信號(hào)嚴(yán)重衰減，進(jìn)而造成數(shù)據(jù)的碼間干擾(ISI)[5]，致使接收端接收到的數(shù)據(jù)嚴(yán)重失真，從而降低系統(tǒng)性能并增加誤碼率。為解決由信道引起的碼間干擾問(wèn)題，恢復(fù)出發(fā)送端的原始數(shù)據(jù)，均衡器被廣泛應(yīng)用于高速串行鏈路，用于補(bǔ)償信道的高頻損耗，提升接收端的信號(hào)質(zhì)量，以減小誤碼率。

為了補(bǔ)償信道對(duì)高頻信號(hào)的衰減，恢復(fù)出發(fā)送端的原始數(shù)據(jù)，各種均衡的方法相繼被提出，大體可分為發(fā)送端均衡和接收端均衡。發(fā)送端均衡主要以預(yù)加重[6]和去加重[7]為主，當(dāng)采用預(yù)加重來(lái)增強(qiáng)高頻分量時(shí)，系統(tǒng)中的噪聲和串?dāng)_也會(huì)同時(shí)被放大；采用去加重均衡會(huì)降低信號(hào)的擺幅，不利于下一級(jí)的驅(qū)動(dòng)。接收端均衡可分為線性均衡器[8]和非線性均衡器[9]。由于線性均衡器一般位于信道之后且是接收機(jī)模擬前端的第一級(jí)，其均衡補(bǔ)償能力的優(yōu)劣，對(duì)后續(xù)信號(hào)能否正確處理是至關(guān)重要的。因此，本文主要研究的是線性均衡器，而線性均衡器中的典型器件即CTLE均衡器。

由于數(shù)據(jù)的傳輸速率越來(lái)越高，僅采用傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的CTLE均衡器已無(wú)法滿足均衡要求。因此，針對(duì)傳統(tǒng)CTLE均衡器補(bǔ)償能力不足的缺點(diǎn)，各種CTLE均衡器的改進(jìn)結(jié)構(gòu)被提出。文獻(xiàn)[10]在傳統(tǒng)CTLE的基礎(chǔ)上，將折疊式共源共柵型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)疊加在傳統(tǒng)一級(jí) CTLE的輸出端，雖可以增強(qiáng)高頻增益，但結(jié)構(gòu)復(fù)雜且高頻增益提高不明顯，能均衡的數(shù)據(jù)速率較低，只有2.125 Gibit/s；文獻(xiàn)[11]為了擴(kuò)展帶寬和增強(qiáng)高頻增益，在負(fù)載處串聯(lián)了無(wú)源電感，雖說(shuō)均衡效果明顯，但電感占用的芯片面積較大，頻繁地使用電感將會(huì)大大增加芯片成本；為減小芯片面積，文獻(xiàn)[12-13] 通過(guò)使用 MOS 管和電阻構(gòu)成有源電感替換了以往的無(wú)源電感，雖使面積極大減小，但采用 MOS 管形式的有源電感作為電路的負(fù)載會(huì)降低電壓裕度，同時(shí)電感與負(fù)載電容并聯(lián)，也容易引發(fā)諧振。

為增強(qiáng)高頻增益補(bǔ)償范圍和減小芯片面積，本文在TSMC 28 nm CMOS工藝下，采用新型的CTLE結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了一個(gè)基于負(fù)電容的CTLE均衡器。該均衡器是在傳統(tǒng)CTLE均衡器的輸出端，通過(guò)兩個(gè)交叉耦合的NMOS管對(duì)來(lái)構(gòu)成正反饋，將電容CC轉(zhuǎn)換成負(fù)電容，從而可以抵消負(fù)載電容CL的影響，使得電路的帶寬得以擴(kuò)展。仿真結(jié)果顯示，在25 Gibit/s的數(shù)據(jù)傳輸速率下，采用該負(fù)電容結(jié)構(gòu)的CTLE均衡器具有良好的均衡補(bǔ)償能力。

1 信道仿真

由于趨膚效應(yīng)、介質(zhì)損耗和導(dǎo)體損耗等因素的存在，信道是呈低通特性的，頻率越高、衰減越大。正是由于該特性，信號(hào)經(jīng)過(guò)信道后，信號(hào)的高低頻分量衰減程度不一致，進(jìn)而造成數(shù)據(jù)的碼間干擾。為使仿真更接近于實(shí)際，本文直接通過(guò)矢量分析儀把高速背板中信道的S參數(shù)提取出來(lái)用作有損信道，運(yùn)用Matlab軟件仿真?zhèn)鬏敽瘮?shù)如圖1所示。該衰減曲線在高速背板中對(duì)應(yīng)的信道長(zhǎng)度為40 cm，線間距為1 cm，線寬為15 mil，它在奈奎斯特頻率14 GHz處的衰減為21.98 dB。

圖1 信道的S21傳輸函數(shù)Fig.1 S21 transfer function of the channel

2 傳統(tǒng)CTLE均衡器分析

圖2所示為連續(xù)時(shí)間線性均衡器電路與幅頻響應(yīng)。

圖2 連續(xù)時(shí)間線性均衡器電路與幅頻響應(yīng)

圖2(a)給出了傳統(tǒng)CTLE均衡器的電路結(jié)構(gòu)，該均衡器是通過(guò)退化電阻RS和退化電容CS的值來(lái)調(diào)節(jié)增益補(bǔ)償范圍的。均衡的原理可以從頻域的角度分析，它是通過(guò)衰減低頻和增大高頻的方式來(lái)均衡信號(hào)的，此CTLE均衡器的特性剛好與信道相反，可以抵消信道對(duì)信號(hào)的衰減，均衡器與信道級(jí)聯(lián)后，使得整體的帶寬得以擴(kuò)展，如圖2(b)所示。該傳統(tǒng)均衡器的傳輸函數(shù)為

(1)

3 新型負(fù)電容CTLE均衡器分析

傳統(tǒng)的CTLE均衡器中由于第一極點(diǎn)的存在，高頻增益在上升到該極點(diǎn)處時(shí)就不再增加，使得均衡器的均衡強(qiáng)度不夠。當(dāng)信道的損耗較為嚴(yán)重時(shí)，采用該結(jié)構(gòu)就無(wú)法收到好的均衡效果。因此，為了提升高頻增益，本文對(duì)傳統(tǒng)的CTLE均衡器做了進(jìn)一步的改進(jìn)，提出了一種基于負(fù)電容結(jié)構(gòu)的CTLE均衡器，如圖3(a)所示。

圖3 新型的CTLE均衡器及其輸出阻抗Fig.3 The new CTLE and its output impedance

該結(jié)構(gòu)的基本原理是通過(guò)在第一極點(diǎn)處增加一個(gè)額外的零點(diǎn)與該處的極點(diǎn)相互抵消，這樣一來(lái)通過(guò)零極點(diǎn)相互抵消之后，曲線在第一零點(diǎn)的作用下就能在該處繼續(xù)提升來(lái)增強(qiáng)高頻增益。

負(fù)電容的小信號(hào)等效電路如圖3(b)中紅色虛線框所示，其等效阻抗為

(2)

式中，RNC=(Cgs/CC+2)/gm，gm和Cgs分別為MOS管M5(M6)的跨導(dǎo)和柵源電容。

負(fù)載阻抗為

(3)

總的輸出阻抗為

(4)

新型CTLE均衡器的傳輸函數(shù)為

(5)

式中：gm0為輸入差分對(duì)管M1(M2)的跨導(dǎo)；gm為交叉耦合管M5(M6)的跨導(dǎo)。

運(yùn)用Cadence IC軟件分別對(duì)傳統(tǒng)型CTLE 和新型CTLE的傳輸函數(shù)進(jìn)行仿真分析，得到它們的幅頻響應(yīng)曲線如圖4所示。

圖4 改進(jìn)前后的幅頻響應(yīng)Fig.4 Amplitude-frequency response before and after improvement

可以看出，采用負(fù)電容結(jié)構(gòu)的CTLE由于增加了額外的零點(diǎn)，有效地增強(qiáng)了高頻增益，使得改進(jìn)的新型CTLE對(duì)衰減嚴(yán)重的信道也能起到很好的均衡作用。

4 仿真結(jié)果

在Cadence IC軟件平臺(tái)下按照?qǐng)D5整體框圖搭建電路。

圖5 整體框圖Fig.5 Overall block diagram

先是在發(fā)送端輸出一個(gè)25 Gibit/s的偽隨機(jī)碼信號(hào)作為信道輸入，該信號(hào)經(jīng)過(guò)有損信道后，得到的波形如圖6(a)所示，可以看出,由于信道對(duì)高頻信號(hào)的衰減，信號(hào)嚴(yán)重失真，會(huì)導(dǎo)致眼圖完全閉合，如圖7(a)所示。為改善信號(hào)質(zhì)量，讓該信號(hào)先通過(guò)傳統(tǒng)的CTLE均衡器進(jìn)行均衡，眼圖能張開(kāi)一些，如圖7(b)所示。可見(jiàn)傳統(tǒng)的CTLE均衡強(qiáng)度不夠，均衡效果不明顯，不能滿足要求。為此，讓該信號(hào)通過(guò)新型的CTLE均衡器進(jìn)行均衡，得到均衡后信號(hào)的波形和眼圖分別如圖6(b)、圖7(c)所示。

圖6 CTLE均衡前后波形Fig.6 Waveform before and after equalization

圖7 均衡前后的眼圖Fig.7 Eye diagram before and after equalization

從圖7(b)和圖7(c)可以看出，采用新型結(jié)構(gòu)的CTLE均衡后，眼寬和眼高都有了很大的提升。與傳統(tǒng)的CTLE相比，新型結(jié)構(gòu)的均衡效果明顯優(yōu)于傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)。將該新型結(jié)構(gòu)均衡器與其他結(jié)構(gòu)的均衡器進(jìn)行比較，結(jié)果如表1所示。

表1 本文與其他文獻(xiàn)均衡器參數(shù)對(duì)比Table 1 Equalizer parameters of this article with other literatures

由表1可知：文獻(xiàn)[4]和文獻(xiàn)[14]采用多級(jí)并聯(lián)反饋網(wǎng)絡(luò)的方法來(lái)改善傳統(tǒng)均衡器，但由于是多級(jí)并聯(lián)，使得結(jié)構(gòu)復(fù)雜；文獻(xiàn)[10]采用折疊式共源共柵型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來(lái)提升均衡器的高頻增益，但增益提高不明顯，能均衡的數(shù)據(jù)速率較低；文獻(xiàn)[15]采用的是頻譜平衡方法，電壓高、功耗大。眼圖張開(kāi)度不僅跟均衡強(qiáng)度相關(guān)，還與輸入信號(hào)的幅值有關(guān)，每個(gè)文獻(xiàn)給的輸入幅值不一樣，故對(duì)比性不強(qiáng)。本文在功耗和速率方面都略優(yōu)于其他文獻(xiàn)。

5 結(jié)論

本文采用新型結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)了一個(gè)基于負(fù)電容的CTLE均衡器。該新型均衡器與傳統(tǒng)的均衡器相比具有更大的高頻補(bǔ)償增益，對(duì)于損耗嚴(yán)重、眼圖完全閉合的信道，均衡效果依舊明顯。仿真結(jié)果顯示，在25 Gibit/s的數(shù)據(jù)傳輸速率下，采用負(fù)電容結(jié)構(gòu)的均衡器具有良好的補(bǔ)償能力，均衡后眼圖的水平張開(kāi)度達(dá)到了0.9個(gè)碼元間隔(1碼元間隔UI=40 ps)以上。此外，采用負(fù)電容結(jié)構(gòu)的CTLE均衡器與以往采用無(wú)源電感相比，芯片的面積大大縮小；與采用有源電感相比，負(fù)電容結(jié)構(gòu)的電路性能更加穩(wěn)定。在高速SerDes收發(fā)機(jī)系統(tǒng)中采用基于負(fù)電容方法的CTLE均衡器，對(duì)于整體傳輸數(shù)據(jù)速率的提升具有重要意義。