曹棲源，陳汝兵

（1.成都七中 林蔭校區(qū)，四川 成都610041；2.西華大學 電氣與電子信息學院，四川 成都610039）

0 前言

近年來，隨著我國高鐵的快速發(fā)展，機車從電網(wǎng)中吸收電能，也就是大量的非線性負載接入電網(wǎng)中，將造成大量無功功率和諧波注入電網(wǎng)中，對電網(wǎng)電能質量造成嚴重污染，降低電網(wǎng)的穩(wěn)定性和可靠性。因此，在交流變直流過程中希望機車網(wǎng)側交流電壓與電流同相，但是在傳統(tǒng)的整流拓撲電路結構中，采用二極管不控整流電路和晶閘管相控整流，造成功率因數(shù)低、諧波成分大。隨著電力電子技術的快速發(fā)展，目前PWM整流器進行AC/DC變換時能實現(xiàn)網(wǎng)側電流正弦化，保證單位功率因數(shù)運行和能量雙向流動，PWM整流技術在工程實踐中得到大量運用[1]。

單相電壓型PWM整流器控制方法有直接電流控制和間接電流控制兩種，直接電流控制具有動態(tài)響應快、性能好等特點，但檢測變量多、算法復雜。在相關文獻研究的基礎上[2-4]，采用算法簡單的幅相控制策略，通過實時檢測網(wǎng)側電流和直流側負載電壓來控制整流器輸入端電壓基波，從而實現(xiàn)單位功率因數(shù)下整流和逆變的雙向運行。

1 單相電壓型PWM整流器

1.1 拓撲電路結構

單相電壓型PWM整流器主電路主要由交流電源uN、交流電感LN、功率模塊、直流側儲能電容C組成，如圖1所示。LN起平衡電路電壓、支撐無功功率和儲存能量的作用，能量可以通過VD1～VD4（或VD2～VD3）完成從直流側向交流側的傳遞，也可經(jīng)全控器件IGBT1～IGBT4（或IGBT2～IGBT3）從直流側反饋給電網(wǎng)，所以PWM整流是可逆的[2]。

圖1 單相電壓型PWM整流主電路

1.2 工作過程分析

從能量流傳的角度分析，主要分為三種情況：

（1）電路沿 LN短路。當處于 uN正半周，iN＞0 時,VD1、IGBT3導通；當處于 uN負半周時，iN＜0 時，VD3、IGBT1導通；電源沿 LN短路，uS=0，id=0，負載電流由電容C放電維持，LN儲能。

（2）電源和LN向負載供電。當處于uN正半周，iN＞0 時，VD1、VD4導通；當處于 uN負半周時，iN＜0 時，VD2、VD3導通；電源和LN共同作用向負載供電，id=，uS=Ud，LN釋放能量。

（3）負載和電源向LN饋電。當處于uN正半周，iN＞0 時，IGBT2、IGBT3導通；當處于 uN負半周時，iN＜0時，IGBT1、IGBT4導通；id＜0，uS=-Ud，負載能量反饋到交流側，LN儲能。

電路任一瞬間只能工作于上述某一狀態(tài)，但隨著開關狀態(tài)的更迭，在不同的時區(qū)電路將工作于不同狀態(tài)，如此循環(huán)[3]。

由上述分析可繪制出λ=1時電路的電量大致波形如圖2所示，電路各工作狀態(tài)、導通器件和電量關系如表1所示。

圖2 λ=1時電路的電量波形

表1 單相SPWM整流電路在λ=1時的工況

1.3 單相電壓型PWM整流器數(shù)學模型

電路處于穩(wěn)態(tài)時要求網(wǎng)側電流正弦化，保持網(wǎng)側功率因數(shù)為λ=1，為了簡化分析，忽略LN和電網(wǎng)內(nèi)阻，整流電路無內(nèi)耗，輸出直流電壓無紋波，設

按上述要求應有

根據(jù)電路無內(nèi)耗的假定，R為負載電阻，則有

根據(jù)圖2的電量波形分析可知，uS為單極性的PWM波形，該波形除包含基波分量uS1之外還有其他諧波，對基波分量有

其矢量關系如圖3所示，圖中角φ可表示為

圖3 單相PWM整流電路入端電量矢量圖

采用平均值模型分析uS。uS在一個開關周期中的平均值可表示為

在載波比 KC＞＞1和m＜1條件下，uS可近似等于uS的基波分量uS1，故有

2 單相PWM整流器幅相控制技術

PWM整流電路的實質是對網(wǎng)側電流iN的波形（正弦化）幅值和相位進行控制，從電流控制角度出發(fā)分為兩大類：一是基于幅相控制策略的間接控制，二是直接控制。直接控制又分為滯環(huán)電流跟蹤控制、矢量控制、平均電流控制、無差拍控制等[4]?；诜嗫刂撇呗缘拈g接控制方式首先在PWM整流電路中得到應用，雖然存在動態(tài)響應慢的弱點，但其控制電路簡單、無需測量網(wǎng)側電流、易于實現(xiàn)，故在不需要頻繁啟動和負載變化不劇烈的場合仍然適用，系統(tǒng)框圖如圖4所示。

圖4 幅相控制及策略系統(tǒng)框圖

圖4為簡化系統(tǒng)具有純阻負載并采用幅相控制的單電壓環(huán)方案，網(wǎng)測電壓uN經(jīng)移相后可得到一個與uLN基波分量同頻同相的正弦信號uφ；增益環(huán)節(jié)根據(jù)式（3）、式（4）確定增益系數(shù)，通過調(diào)整 uφ的幅值得到uLN基波分量；由圖3所示向量關系可得，uN減去uL1就是uS的基波分量uS1。給定電壓與反饋電壓差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)后與uS1相乘來調(diào)節(jié)uS1的幅值，從而使輸出電壓跟隨指定電壓，實現(xiàn)調(diào)壓功能[5-7]。

3 基于幅相控制的單相電壓型PWM整流仿真分析

3.1 整流模式下仿真分析

在Matlab中的SIMULINK中，根據(jù)圖1和圖4構建了仿真電路，網(wǎng)側電壓為有效值220 V、頻率50 Hz的正弦交流電，直流側給定電壓380 V，網(wǎng)側電感LN為50 mH，直流側濾波電容C為2 000 μF，負載電阻 0～5 s為 90 Ω，5 s后突變?yōu)?45 Ω，載波頻率fC為4 000 Hz，載波比KC為80。直流側電壓波形如圖5所示，顯然輸出電壓是跟隨指定值的，即使在5 s時負載加重，輸出電壓僅輕微下降，隨后恢復，但動態(tài)響應速度不夠快。

圖5 直流側輸出電壓

電路處于穩(wěn)態(tài)時網(wǎng)側的電壓電流波形如圖6所示，網(wǎng)側電流、電壓同頻同相，即網(wǎng)側功率因數(shù)為1。在5 s時負載波動，網(wǎng)側電流除了幅值增加外幾乎不受影響，圖7為網(wǎng)側電流傅里葉分析，結果表明，其中三次諧波成分和直流分量較高，總諧波失真4.99%。

圖6 穩(wěn)態(tài)網(wǎng)側電流電壓波形

3.2 逆變模式下仿真分析

PWM整流器工作在逆變模式下網(wǎng)側電壓電流波形如圖8所示，給定電壓為有效值220 V、頻率50 Hz的正弦交流電壓，負載電阻15 Ω，直流電壓源380 V，其他參數(shù)與λ=1時一致。顯然，電壓電流頻率相同，相位剛好差π rad。即功率因數(shù)為-1，電路工作在逆變狀態(tài)。

圖7 網(wǎng)側電流諧波分析

圖8 逆變模式下網(wǎng)側電壓電流波形

4 結論

對單相電壓型PWM整流電路工作原理進行理論分析，建立了該電路的數(shù)學模型，采用基于幅相控制策略的間接控制方式進行仿真分析。仿真結果表明，采用該控制策略的單相電壓型PWM整流電路能夠運行在單位功率因數(shù)，實現(xiàn)能量雙向流動，輸出電壓可調(diào)且紋波電壓僅約為±6 V，負載在一定范圍內(nèi)突變電路仍能穩(wěn)定運行，抗干擾能力良好，網(wǎng)側電壓電流基本正弦化，總諧波失真小于5%，且控制結構簡單、成本較低，無需對網(wǎng)側電流進行測量，易于實現(xiàn)。與傳統(tǒng)的整流電路相比，大大提高了功率因數(shù)，減小了諧波污染，該電路能四象限運行，節(jié)約了能源。因此，本研究的控制方法對軌道交通上的電源具有一定參考意義。

參考文獻：

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